电动汽车直流变换器中高压MOSFET的振荡分析与改善

周晶晶 ，庞方杰 ，汤天浩

（1.上海海事大学物流工程学院电气自动化系，上海 201306；2.英飞凌科技(中国)有限公司，上海201203）

引言

传统汽车电源的直流电主要来自发电机，具有体积大、重量重、效率低等缺点。现在电动汽车使用DC-DC变换器直接从高压电池侧取电。动力汽车中的高电压、高电流给功率变换器带来了很多技术问题：高压隔离、潜在的电磁干扰、尺寸大、散热与高成本等[1]。

鉴于上述问题，电动汽车中需要具有隔离传输、高可靠性、低EMI等特点的DC-DC变换器。ZVS移相全桥DC-DC变换器利用电路寄生元件实现器件零电压开关[2]，允许高工作频率，降低开关损耗，实现高功率密度。同时，由于实现软开关，降低了电路中功率器件的开关应力，提高了系统的可靠性，适合宽电压以及宽负载调节。

移相全桥变换需要功率MOSFET体二极管先导通，使漏极电压降到0再开通器件来实现ZVS。有研究发现，在ZVS过程中，器件的体二极管反向恢复特性差可能会引起器件失效[3]；如果采取外加更快速体二极管来提高反向恢复能力，但会增加电路成本和复杂性，也将引起额外的损耗，降低了系统效率；文献[4]提出了移相全桥变换器中MOSFET的失效模式，并以超前下管为例，认为体二极管在漏源极电压上升之前，如果没有完成反向恢复，可能引起体二极管阻断失败，残余的电荷会引起dv/dt，触发MOSFET内部BJT引起器件损坏。然而该文仅作了分析，并没有给出实际失效情况，以及对具有普通体二极管与快速体二极管的MOSFET进行对比。

本文研究了ZVS移相全桥DC-DC变换器，采用MOSFET作为的主电路开关器件，发现在移相全桥初级开关管之间的控制脉冲延时时间，可能会因某个脉冲微调参数丢失引起个别脉冲导通延迟的现象。如果其开关器件体二极管反向恢复时，不能及时清除内部载流子，可能造成器件出错损坏，进而引起系统工作失效。

本文详细分析了MOSFET内部体二极管在反向恢复中可能出现的失效机理，进而比较了体二极管开关速度对器件延时导通的影响，发现快速恢复二极管能有效克服开关器件的延时导通。

因而在ZVS移相全桥初级变换电路中使用CFDA-MOSFET作为开关器件，具有反向恢复时间短、反向恢复电荷小、导通电阻小的特点。实验表明，在车用高压到低压ZVS移相全桥变换器中使用车规认证的快恢复MOSFET，有助于DC-DC变换器系统更加稳定可靠且效率更高。

1 ZVS移相全桥工作原理

移相全桥ZVS的主电路拓扑结构如图1所示，由全桥逆变器和输出整流滤波两部分组成。图中Vin为输入直流电压，二极管D1-D4分别是S1-S4的内部体二极管。电容C1-C4分别是S1-S4的输出电容。电感L1是变压器的漏感和外部串联谐振电感之和。T为变压器，SR1-SR4是副边同步整流的开关管，L2和CR为副边滤波电感以及滤波电容。LOAD即负载。 S1、S3为滞后桥臂，S2、S4为超前桥臂。

图1 移相全桥主电路拓扑

1.1 基本工作原理

通过控制原边四个开关管S1-S4的导通，在AB点得到一个幅值为Vin的交流方波电压。经过变压器变比转换，在变压器的副边得到一个幅值为Vin/K的交流方波，其中K=N：1，再经过SR1-SR4的整流在CD点得到一个脉宽为Ton直流方波，其幅值同样为Vin/K，经过L2和CR的滤波，最后在输出负载LOAD上得到一个平滑的直流电压。其幅值为×D，其中占空比，T为开关周期[5]。

1.2 工作时序分析

ZVS移相全桥电路的工作波形时序如图2所示，一共有12个阶段，两种状态：主动状态：对角开关管导通，如S1+S4或S2+S3；被动状态：母线同侧开关管导通，如S1+S2或S3+S4。前六个阶段和后六个阶段类似，能量在主动状态下传输[6]。

1.3 ZVS实现条件

在移相全桥拓扑电路中，零电压开通是通过变压器的漏感或者串联电感与开关器件的输出电容谐振实现的。根据移相全桥的基本特性可知，滞后桥臂相对超前桥臂比较难实现ZVS[7]。

图2 移相全桥电路工作时序

滞后桥臂S1、S3实现ZVS的条件是：

式中：Ip1为 S1，S3开通关断时的原边电流；L1为原边漏感和外串电感之和；Ctr为变压器绕组电容。

超前桥臂S2、S4实现ZVS的条件是：

其中，Ip为 S2，S4开通关断时的原边电流；L2p为副边滤波漏感反射到原边的电感。

2 原边器件失效机理分析

2.1 导通延迟现象描述

在移相全桥的运行过程中，若ZVS条件能够满足，则开关管可实现零电压软开关。即先有漏极电压降为0，然后才有栅极电压开始上升，波形如图3（a）所示。若负载较小，ZVS条件不能满足，则开关管工作在硬开关或者部分软开关状态，即有栅极电压在经历米勒平台后，接下来有漏极电压开始下降，波形如图 3（b）所示。

实际系统中，采用原边电流形成闭环并作为延时时间的微调参数，可能会由于电流传感器以及采样电路器件的原因引起某个脉冲的延时时间中微调参数的丢失，从而导致单个脉冲的导通延迟现象，比如 S1，S3的延时参数为 TAB[8]。

图3 滞后桥臂开关管正常波形

其中，RAB，KA均为常数，CS是电流传感器感应过来经过转换后的电压，作为实时的延时微调参数。如果在某个脉冲的时候，CS丢失为0,则会引起TAB的增加，即个别脉冲导通延迟现象。如图4（a）黑圈所示，图4（b）为黑圈的放大部分。

可以发现除了圈中S3的漏源极电压降到零，管子仍然没有开通之外，其余的脉冲都正常实现ZVS开通。这种现象对本身就难以实现ZVS的滞后桥臂影响更大，在谐振谷开通可以实现ZVS，但是延迟滞后，就使滞后管直接工作硬开关状态下，更加考验器件体二极管的反向恢复能力。

2.2 器件失效分析

结合上述实际工作波形，图5给出了软开关条件下，开关管延时开通时的电路的工作模态。T是变压器，副边简略未画。其中虚线为S1出错的内部电流走向。首先S1，S2导通，也就是图5中（1）表示的路线，iDS1正向流， 回路为 S1、T、S2； 然后 S1关断，C1开始充电，C3放电，iD1由正向开始下降，当iDS1下降到0的时候，S3仍然没有开通，电流变负经过S1的体二极管 D1并使其导通，回路为 S2、T、D1，也就是图5 中（2）；iDS1电流负向，这时候打开 S3，有反向电压加在D1上，强制对D1的电流进行换向，如图5中（3）。

图4 滞后桥臂开关管脉冲延迟现象

体二极管上的反向电压会在清除二极管中的剩余载流子的同时，产生反向恢复电流尖峰，并造成电压电流的振荡。

图5 开关管延时开通下的模态分析

2.3 改善器件失效的措施

通过上述分析，体二极管影响器件的失效主要和器件体二极管的dv/dt耐用性及剩余载流子数量，即器件的反向恢复特性（Irrm，trr），换流有关。

现如今有很多办法去改善体二极管的问题[3，9]，比如遏制MOSFET本身体二极管的导通，而并联更快的快恢复二极管或者增加其他器件来缩短反向恢复的时间。不过这些方法增加了成本的同时，也使得系统结构变的复杂，而且增加的器件也会引起额外的消耗，降低整个系统的效率。

所以，系统中改善体二极管引起损坏的有效途径是：器件本身体二极管的反向恢复时间短，反向恢复电流尖峰和电压尖峰都比较小，而且换流耐用性高、内阻低等。

英飞凌650V COOLMOS CFDA是高压功率MOSFET创新性的技术，其设计基于超级结（SJ）原理[10]。它包含了SJ MOSFET所有的优点，同时具有极快速体二极管。拥有非常低的开关损耗，换向损耗以及导通损耗，稳定性高，具有自限制dv/dt及di/dt能力，并通过汽车行业的AEC-Q101认证。这些特点使COOMOS在谐振开关应用中更加可靠、高效、轻便并且散热更好。

3 实验系统介绍及结果

3.1 系统介绍

现采用英飞凌IPW65R080CFDA作为ZVS移相全桥变换器原边的开关器件，设计一款用于电动汽车高压到低压的DC-DC变换器，系统的结构图如图6所示。变换器的系统参数如表1。

整个系统保证在800 W的时候，滞后桥臂能实现ZVS。据上述分析，滞后桥臂的下管比较难实现ZVS，尤其在轻载条件下更难实现ZVS，负载越大越容易实现ZVS，所以为保证轻载条件实现ZVS，往往在变压器原边串联一个谐振电感用于存储能量使轻载时能够有足够能量完成零电压开关。

图6 车用移相全桥DC-DC变换器系统结构图

表1 系统参数

Inverter模块中使用器件的反向恢复电荷越低，反向恢复清除内部载流子的速度也越快，反向恢复电流尖峰越小，反向恢复时间也越短，即减小了反向恢复过程，同时降低体二极管带来的损耗，从而提高整个系统的效率[11]。CFDA具有极低的反向恢复电荷,下面用实验说明带有快速体二极管的CFDA在系统中可靠性方面的优势。

3.2 CFDA与C3在同平台下的实验结果

如前分析，移相全桥电路中出现滞后桥臂脉冲延迟开通的情况下，器件体二极管的性能直接影响器件的出错甚至损坏，从而可能造成整个系统的崩溃。下面在移相全桥中分别使用新型带有快速体二极管的CFDA与带普通体二极管的C3，验证带有快速体二极管的CFDA在移相全桥中的优势。

实验分别在移相全桥负载为400 W，800 W，1 200 W下对比两种器件在异常情况下体二极管的反向恢复特性。图7为400 W下波形，其中（a）为C3波形，（b）为CFDA的波形。图8为800 W下波形，其中（a）为C3波形，（b）为 CFDA的波形。 图9为 1 200 W 下波形，其中（a）为 C3 波形，（b）为 CF-DA的波形。

图7 400W脉冲延迟时的波形

图8 800W脉冲延迟时的波形

图9 1 200W脉冲延迟时的波形

根据实验波形，可以得到CFDA与C3不同功率下尖峰电流的测量值，如表2。

表2 不同功率下CFDA与C3的尖峰电流

在400 W与800 W负载情况下遇到异常波形时，C3反向恢复的尖峰电流明显比CFDA的要大，当负载加到1 200 W的时候，同样的平台条件下，CFDA可以正常工作，而C3在这时候，由于体二极管中的载流子没有及时清除，产生很多的振荡波形，从而触发了器件内部BJT致使器件最终损坏,系统工作失效。

由上述实验可知，CFDA的快速体二极管在反向恢复特性方面相对C3的优势。尤其在较高负载下出现脉冲延迟现象的时候，带有快速体二极管的CFDA在较高负载下仍然可以正常工作，而带有普通体二极管的C3却不能穿越这种故障，CFDA甚至在2 kW的负载下也正常工作。可见CFDA在移相全桥中能够穿越故障并减小器件失效几率，提高了整个系统的可靠性。

4 结论

本文阐述了ZVS移相全桥拓扑在电动汽车高压到低压DC-DC变换器中的的优势，结合拓扑指出了移相全桥初级功率器件在出现开通延迟现象时由于体二极管性能差可能引起的一些失效机理，并且分析了失效机理和MOSFET体二极管的反向恢复时间，反向恢复电流尖峰，以及器件的换流耐用性的关系。实验表明，英飞凌新型COOLMOS CFDA系列的高压功率器件内部体二极管反向恢复时间短，导通电阻小，而且换流耐用性强，可靠性高并且易于使用，变换器在使用了该功率器件后，可以在宽负载范围内降低改善器件失效情况，提高系统的可靠性。

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