一种低输入纹波电流的直流变换器

黄庆义，谢仁践，欧应阳

(亚德诺半导体技术(上海)有限公司，广东 深圳518048)

引言

随着移动通信技术的发展，目前我国已经悄然进入了4G时代，以中国移动为主导的TD-LTE（Time Division Long Term Evolution分时长期演进）技术开始全面铺开。TD-LTE是TDD版本的LTE技术，它将大大提高目前的上网速度，使无处不在的高速上网成为可能。随着上网速度的提高，移动数据业务的增长，TDD移动通信设备对电源的要求也越来越高。由于TDD的负载在不断的跳变，使得电源的输入电流纹波急剧增大，普通的单级全桥变换器已经很难满足这种要求。本文提出了一种双级拓扑结构，使得电源在负载持续不断的跳变时，输入纹波电流依然较小。这种拓扑结构减小了输入电解电容的容值，从而减小了整个电源的体积，提高了电源的功率密度和可靠性。

1 单级直流变换器

在目前的通信电源应用中，大多数电源都采用如图1所示的单级全桥变换器。其中Q1-Q4组成原边的全桥电路，Q5-Q6组成副边的同步整流电路，T1为隔离变压器，L1为输出电感。

图1 单级全桥变换器

这种单级全桥变换器的拓扑结构非常简单，它通常采用一个电压环控制就可以使整个系统具有较强的稳定性。但是这种单级拓扑在输出电流剧烈变化的时候，输入的电流也会跟着剧烈变化，有的时候甚至会造成输入电流的振荡，这无疑会加大输入电流的纹波，降低输入电解电容的寿命，增加线路的损耗，同时也会增加EMC滤波器的体积，增加电解电容的容值，从而增大整个电源的体积。

为了在输出负载剧烈跳变时能够减小输入电流的纹波，本文提出了一种双级的变换器结构[1～6]，其中前级由升压电路构成，后级由全桥变换器构成。该变换器能够在输出负载剧烈跳变时，大大降低输入电流的纹波，减少输入电解电容的容值，提高电解电容的寿命，减小输入滤波器的体积，提高电源的功率密度。

2 变换器工作原理

2.1 变换器的结构

该变换器分为前级和后级，具体的电路结构如图 2 所示。 其中前级变换器由 L1，Q1，D1，C2组成。 该级变换器采用电压外环电流内环的控制方式，一方面将输入电压升高到Vbus的母线电压，另一方面使输入电流跟踪输入电压，当输出的负载电流剧烈变化时，该变换器能够控制输入电流，使输入电流跟随输入电压（输入电压为稳定的直流电压），从而使得输入电流的纹波变得很小。该变换器的后级由Q2，Q3，Q4，Q5，Q6，Q7，T1，C3组成一个开环的全桥变换器，它将变换器的母线电压Vbus转换成所需的直流电压Vo。该级变换器的后级与图1所示的全桥变换器有所不同，在图1中的全桥变换器的输出有一个较大的续流电感，而该级变换器的输出没有输出电感，取而代之的是一个电容。该级变换器的控制采用固定占空比的控制方式，将Vbus的母线电压经过变压器隔离以后转换为输出电压Vo。该变换器后级相当于是一个不调制的开环隔离型直流变换器。在变换器工作时，变换器前级的频率为后级频率的两倍，这样使得前后两级产生的纹波频率一致，避免因为频率不一样而产生输出纹波拍频的情况[7～12]。

2.2 变换器工作状态

变换器的整个工作状态可以分成四个阶段，具体的工作时序如图3所示。

2.2.1 变换器的工作状态1

图2 低输入纹波电流的双级变换器

图3 变换器工作时序图

在t0-t1时刻，Q1开通，D1关断。输入电流流经C1，L1和Q1，电感L1两端电压等于输入电压，电感L1开始储能，电感电流线性上升。此时D1关断，Vbus处于放电状态，输出Vo的能量由Vbus提供。同时Q2和Q5开通，SW1点电压等于Vbus，SW2点电压等于零，变压器T1开始向副边传递能量。直流电压Vbus经过Q2和Q5斩波以后转变成脉动的交流电，该交流电经过变压器T1，将脉动的交流信号传递到副边，此时变压器同名端相对地的电压为正电压，Q7开通，输出电流流经变压器中心抽头后，经过电容C3和Q7，最后流回变压器。输出的交流电经过输出电容滤波后转变为直流的输出电压Vo。变换器的工作状态如图4所示。

2.2.2 变换器的工作状态2

在t1-t2时刻，Q1关断，D1开通。输入电流流经C1，L1，D1和 C2，电感 L1两端电压等于输入电压减去Vbus的电压，电感L1开始放电，电感电流线性下降。此时D1开通，Vbus处于充电状态，输出Vo的能量由Vin提供。同时Q2和Q5开通，SW1点电压等于输入电压，SW2点电压等于零，变压器T1开始向副边传递能量，此时变压器同名端相对地的电压为正电压，Q7开通，输出电流流经变压器中心抽头后，流经C3和Q7，最后流回变压器。变换器的工作状态如图5所示。

图4 变换器工作状态1

2.2.3 变换器的工作状态3

在t2-t3时刻，Q1开通，D1关断。输入电流流经C1，L1和Q1，电感L1两端电压等于输入电压，电感L1开始储能，电感电流线性上升。此时D1关断，Vbus处于放电状态，输出Vo的能量由Vbus提供。同时Q3和Q4开通，SW2点电压等于Vbus，SW1点电压等于零，变压器T1开始向副边传递能量，此时变压器同名端相对地的电压为负电压，Q6开通，输出电流流经变压器中心抽头后，流经C3和Q6，最后流回变压器。变换器的工作状态如图6所示。

图5 变换器工作状态2

图6 变换器工作状态3

2.2.4 变换器的工作状态4

在t3-t4时刻，Q1关断，D1开通。输入电流流经C1，L1，D1和 C2，电感 L1两端电压等于输入电压减去Vbus的电压，电感L1开始放电，电感电流线性下降。此时D1开通，Vbus处于充电状态，输出Vo的能量由Vin提供。同时Q3和Q4开通，SW2点电压等于Vbus，SW1点电压等于零，变压器T1开始向副边传递能量，此时变压器同名端相对地的电压为负电压，Q6开通，输出电流流经变压器中心抽头后，流经C3和Q6，最后流回变压器。变换器的工作状态如图7所示。

图7 变换器工作状态4

3 变换器的小信号模型

3.1 电流环传递函数

将PWM三端开关器件电路模型应用到该双级变换器的电路中，采用准静态分析方法，就可得到CCM（电流连续模式）模式下变换器的小信号等效电路模型，如图8所示。

对该电路列KVL，KCL的方程

其中Vin为输入电压，in为输入电压的变化量，L为前级变换器的电感，IL为前级变换器的电感电流，L为电感电流的变化量，Vo为输出电压通过变压器匝比折算到原边的电压，D为变换器的占空比，o为输出电压的变化量，C为变换器的等效输出电容，R为变换器的等效输出负载。在稳态时变换器的等效方程如下

联立上述（1）式和（2）式，假设输入不变，并经

图8 变换器电流环等效电路

过拉氏变换，可得电流环传递函数Gid(s)为

3.2 电压环传递函数

假设变换器中的器件为理想器件，线路中没有损耗，变换器的输入功率等于输出功率，输入电流完全跟踪输入电压，则有：

式中：k为输入电压的比例因子；Vc为电压补偿器的输出量；kff为输入电压前馈增益；Kin为输入电压的增益；Vin_rms为输入电压的有效值。联立式（4）和（5）两式，加入小信号的变化量并线性化方程，可以得到电压环的小信号方程，如下所示。

图9 变换器电压环等效电路

其中

根据电压环的小信号模型，可得电压环的传递函数Gvc(s)如下：

4 变换器的控制方法

该变换器采用电压外环和电流内环的双环控制方式，变换器的控制框图如图10所示。输出电压与参考电压Vref进行比较后，将误差信号通过光耦传递到原边，误差信号经过电压环的补偿HVC后，做一个乘法运算，运算的输出做为电流环的参考信号，使输入电流跟踪这个参考信号。其中电压环的带宽比较低，电流环的带宽比较高。这样使得输出电压的纹波不会注入电压环，从而影响电流环的参考信号，使得输入电流不跟踪输入电压。

图10 变换器控制框图

图中Kin为输入电压的增益，Ki为输入电流的增益，HVC为电压环的补偿器，HiC为电流环的补偿器。该变换器采用原边的控制方法，将控制器放在原边，输出的电压信号经过线性光耦隔离后，传到原边， 原边 Q1，Q2，Q3，Q4和 Q5的 PWM 信号由控制器直接控制，不需要进行隔离，Q6和Q7的PWM控制信号需要经过光耦隔离后输到副边，经过驱动器后驱动 Q6和 Q7[13～15]。

5 实验结果

图2 所示拓扑结构在一个240 W的直流变换器上得以验证。该变换器的输入电压为36～60 V，输出电压为12 V，总功率为240 W。该变换器采用DSP数字控制器，先将36～60 V的输入电压变换成72 V的母线电压，再利用开环的全桥变换器将72 V的母线电压转变为12 V的输出电压，其中全桥变换器的变压器磁芯为ER30，变压器的变比为6：1，Q1，Q2，Q3，Q4，Q5，Q6，Q7的型号为 IPD068N10N3G，D1的型号为 VB40100C，L1的电感量为 1 mH，Q1，Q6，Q7的驱动器为 ADP3654，Q2，Q3，Q4，Q5的驱动器为UCC27201，变换器前级的开关频率为200 kHz,后级的开关频率为100 kHz。当输出负载剧烈跳变时，72 V的母线电压也会跟着剧烈变化，这时采用双环的控制方法，控制输出电压和输入电流，使输入电流跟随输入电压，从而大大减少了输入电流的纹波。

图11 所示为只有单级全桥变换器工作时的波形，此时前级的升压电路没有工作。其中CH1为前级升压电路的驱动电压波形，此时驱动电压为零，升压电路不工作。CH2为输出电压波形，CH3为输出电流波形，它以2.5 A/μs的速度从5 A跳变20 A，再从20 A跳变回5 A，跳变的间隔为10 ms。CH4为输入电流波形。从图上可以看出，在传统的单级全桥变换器的控制下，输出电压随输出电流的变化相对变化较小，因为输出电压在电压环的控制下将输出电压控制在一个稳定的值。然而CH4的输入电流随着CH3输出电流的变化而剧烈变化，从图上可以看出，在只有单桥全桥变换器工作的时候，输入电流的纹波达到6 A左右，这将大大降低输入电解电容的寿命，降低电源的可靠性。

图11 单级全桥变换器的输入电流纹波

图12 双级变换器的输入电流纹波

图12 所示为双级变换器工作时的波形。其中CH1为前级升压电路的驱动电压波形，从图上可以看出此时前级升压电路处于工作状态。CH2为输出电压波形，CH3为输出电流波形，它以2.5 A/μs的速度从5 A跳变20 A，再从20 A跳变回5 A，跳变的间隔为10 ms,CH4为输入电流波形。从图上可以看出，当输出电流做大动态的剧烈跳变时，不但输出电压的变化很小，而且输入电流的纹波也很小。当两级变换器工作时，输入电流的纹波电流只有1 A左右，这将大大提高输入电解电容的寿命，同时也提高了电源的可靠性。

6 结论

单级全桥变换器在输出负载做大动态的剧烈跳变时，很难降低输入电流的纹波。本文提出双级的直流变换器，通过控制输出电压和输入电流，不仅能使输出电压稳定在一个恒定的值，而且当负载做大动态的跳变时，也能控制输入电流，使输入电流的纹波大大降低，从而减小了输入电解电容的容量，减小了电源的体积，提高了电源的可靠性。

[1]K Yoo,J Lee.A 10kw two stage isolated/bidirectional DC/DC converter with hybrid-switching technique[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2012，60（6）：2205-2213.

[2]R Y Cheng.Two-Stage Approach for 12-V VR[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2004，19 （6）：1498-1506.

[3]S Mohamed,S Ahmed and O Mohamed.Design of integrated POL DC-DC converters based on two-stage converters[C].Applied Power Electronics Conference and Exposition,Mar 2013：2098-2105.

[4]X G Xie,Y Ni,S Yao.A new family of isolated two-stage converter[C].Energy Conversion Congress and Exposition,Sep 2009：676-680.

[5]Z Zhang,O C Thomsen,M Andersen.A two-stage dc-dc converter for the fuel cell super capacitor hybrid system[C].Energy Conversion Congress and Exposition,Sep 2009：1425-1431.

[6]T Qian,B Lehman.Buck/half bridge input-series two-stage converter.IEEE Transactions on Industrial Electronics,2010，3（6）：965-976.

[7]J Lee,Y Jeong,B Han.A two-stage isolated/bidirectional DC/DC converter with current ripple reduction technique[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2011，59（1）：644-646.

[8]C Klumpner,F Blaabjerg.Modulation Method for a Multiple Drive System Based on a Two-Stage Direct Power Conversion Topology with Reduced Input Current Ripple[J].IEEE Transactions on Power Electronics,Vol.20,no.4,pp.922-929.

[9]L L Wang,W M Zhang,Y Q Pei.A two-stage topology for 24V input low voltage high current DC/DC converter[C].Power Electronics and Motion Con trol Conference,May 2009：804-809.

[10]C S Leu,M H Li.A Novel current-fed boost converter with current ripple reduction for high voltage conversion applications.IEEE Transactions on Industrial Electronics,2010，57（6）：2018-2023.

[11]J M Kwon,E H Kim,B H Kwon.High efficiency fuel cell power conditioning system with input current ripple reduction.IEEE Transactions on Industrial Electronics,2009，56（3）：826-834.

[12]J Y Zhu,B Lehman.Control loop design for two stage DC-DC Converter With low Voltage/High Current Output[J].IEEE Transactions on Vol.20,no.1,pp.44-45.

[13]F Q Wang,H Zhang,X K Ma.Intermediate-scale Instability in two-stage power factor correction converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,Vol.3,no.3,pp.438-445.

[14]E Kim,K Yoon,S Phum.Operation characteristics of two-stage DC/DC converter for photovoltaic system[C].Applied Power Electronics Conference and Exposition,Feb 2012：681-685.

[15]R J Wai.Design of voltage tracking control for DC-DC boost converter via total sliding mode technique.IEEE Transactions on Industrial Electronics,2011，58 （3）：2502-2511.