一种先进交流变频电动机驱动电路的设计

李春卉，王爱荣，侍才洪

(1.军事交通学院 军事物流系，天津300161;2.军事交通学院 学员旅，天津300161)

交流电动机具有体积小、可靠性和稳定性高、操作和维护成本低的特点，因此，越来越多的国外著名叉车厂商纷纷推出采用交流驱动系统的电动叉车。

功率MOSFET 是一种电压控制型器件，其输入阻抗高、功率增益高、驱动功率小、开关速度快、时间由寄生电容决定、导通电阻恒定、导通功耗小，而且，MOSFET 的导通电阻拥有正温度系数，能够通过并联来扩大其电流容量，因此，在低电压大电流场合，使用多个MOSFET 并联，能够获得理想效率并可充分利用MOSFET 的高频性能。但是，由于其本身寄生电容的存在，会影响MOSFET 的导通、关断时间，使其控制的可靠性降低，烧坏的可能性增大;且由于漏电流的存在，在驱动多个MOSFET 时，需要有一定的功率输出。

美科斯叉车集团开发的交流电动叉车，其主要动力来源于蓄电池，具有低电压大电流的工作特点。为了提高该叉车的工作效率以及工作的稳定性和安全性，本文设计了以功率MOSFET 为核心的高频自举推挽电路和门极快速放电回路。

1 自举推挽功率放大电路

1.1 OTL 互补对称式推挽功率放大电路

OTL 互补对称式推挽功率放大电路(如图1(a)所示)，由2 只特性相近的NPN 和PNP 型晶体管构成(称为互补管)，通常工作在乙类和甲乙类状态(晶体管静态工作点设置在截止点的放大电路，为乙类状态;晶体管静态工作点设置在截止区和饱和区之间，靠近截止点的为甲乙类状态)。输入信号UI(如图1(b)所示)可使2 个晶体管轮流导通，调整UI中的直流分量，使2 个晶体管射极连接点A的静态电位UA=UCC/2(图1(b)中的波形忽略了晶体管T1、T2发射结的正向压降)，则电容C 被充电，端电压UC=UCC/2。UI的正半周期，UI＞UA，T1发射结正偏而导通，T2发射结反偏而截止，T1发射极电流ie1经负载电阻RL给电容C 充电(如图1(c)所示);UI的负半周期，T2导通而T1截止，电容C 经T2、RL放电，放电电流ie2反向流过负载电阻RL(如图1(d)所示)。T1、T2两只功率管交替推挽工作，虽然ie1、ie2都只是半个正弦波，但流过负载电阻RL的电流Io和产生的压降Uo都是完整的正弦波，即实现了波形的合成(如图2 所示)。在工作的过程中，虽然电容C 有时充电、有时放电，但因容量足够大，所以可近似认为UC基本不变，保持静态值UCC/2。

1.2 OTL 电路中的自举回路

自举电容回路由自举电容和自举二极管构成(如图3 所示)。自举电容的容量会极大地影响和约束功率元件的开关特性，因此，合理地选择自举元件显得十分重要。自举二极管和自举电阻配合自举电容工作，起到良好的保护作用。

图1 互补对称式推挽功率放大电路

图2 推挽工作电流、电压波形

图3 OTL 自举回路

(1)自举电容［2］。式(1)给出了自举电容应该提供的最小电荷要求，即

式中:Qbs为高端器件栅极电荷;Qg为驱动器件基极所需电荷;f为工作频率;Icbs(leak)为自举电容漏电流;Iqbs为高端驱动电路静态电流;Qls为每个周期内电平转换电路中的电荷要求。

自举电容必须能够提供这些电荷，并且保持住电压。因此，高端器件栅极电容的电荷应是最小值的2 倍，最小电容值为

式中:Uf为自举二极管正向压降;ULs为低端器件压降或高端负载压降;UCC为驱动电压。

(2)自举二级管。由于要承受反向高压，同时防止自举电容充满电后向电源反馈，自举二极管应选用高压快恢复类型。

(3)自举电阻。当对自举电容进行充电时，充电电流会十分大，这种情况下需要自举电阻来限流;但同时，自举电阻的取值不能过大，否则会增加时间常数。

2 电路设计

推挽式电动机驱动电路设计如图4 所示，由光耦隔离、功率放大、自举推挽和门极放电回路3 个部分组成;可同时驱动并联的12 个功率MOSFET，电源电压为48 V。

2.1 光电隔离电路

光耦隔离电路由2 个光耦芯片TLP350 组成，使得信号电路和MOSFET 的驱动电路光电隔离，保护信号电路。电动机的一相由一对MOSFET 来驱动，根据交流控制原理，这对MOSFET 交替导通，不能同时导通，否则，MOSFET 可能过流烧坏。所以，设计时使用一对光耦芯片，得到2 种相反的信号，即当一个光耦U1有正向电压导通工作时，另一个光耦U2能够得到一个反方向的电压，使得其可靠截止。R39用来吸收浪涌电压，保护光耦输入端不受损坏。C44、C45必须是0.1 uF 的瓷片电容，用来稳定芯片的线性放大性能，没有这个电容就会引起转换失真，而且在PCB 布线的过程中，这个电容与芯片的距离应保持在1 cm 以内。

图4 推挽式电动机驱动电路

2.2 功率放大、自举推挽电路和门极放电回路

2.2.1 驱动电压的选择［3］

根据MOSFET 的特性，MOSFET 的驱动，即对栅极进行充电和放电所需要的能量，其无论冲放电过程的快与慢(栅极电压的上升与下降)都相同。所以，MOSFET 的驱动电流并不影响驱动功耗。由MOSFET 栅极电容充电和放电产生的功耗(也是主要功耗)为

式中:QG为MOSFET 总栅极电荷;UDD为MOSFET驱动栅极电压;F为开关频率。

通过式(3)可以看出，开关频率和总栅极电荷一定时，功耗与驱动栅极电压成正比。MOSFET 一般栅极电压达到约4 V 就可以导通，且也是米勒效应开始起作用的电压。但是，导通电阻是随着驱动电压增大而减小的，所以综合而言，栅极电压不能太小也不能太大，一般超过12 V 对MOSFET 的动态导通电阻的影响不大，10 ～12 V 比较合理。结合本电路需要驱动12 个MOSFET，在MOSFET导通时，希望MOSFET 的自身功耗要小，所以综合考虑，本电路选择了栅极驱动电压为12 V。

2.2.2 三极管的选取

MOSFET 管栅极电荷、导通/截止时间与驱动电流关系为

式中:dT为导通/截止时间;Q为总栅极电荷;I为峰值驱动电流(对于给定电压)。

IRF2907ZS 在栅极驱动电压为12 V、完全导通时，需要的栅极电荷最多约300 nC，有12 个并联，因此，总需求量为3 600 nC;12 V 导通时间按照IRF2907ZS 开关周期的2%计算(开关频率为8 kHz)，为2 500 ns，所以可得到充电的峰值电流为1.44 A。流出一定的裕量后，由计算可以选择稳态电流为2 A、峰值电流为6 A 的三极管ZTX653 和ZTX753。

2.2.3 自举电容的选取

设计的自举回路没有自举二级管，所以在计算自举电容时，Uf=0，根据式(4)计算，选取自举电容值为100 uF。

2.2.4 源极瞬间负电压的处理

MOSFET 在开关的状态切换过程中，源极节点对地有负电压出现，如果负电压超过了前级驱动器件的最大负电压承受范围，就会损坏前级器件。为了安全，在源极节点对参考地并接100 uF 的极性电容，这样除了可以消除负电压，还可以缓冲和滤波。

2.2.5 栅极电阻的设计［4］

栅极电阻影响MOSFET 的开关时间、开关损耗和各种其他参数，以及从电磁干扰EMI 到电压和电流的变化率。因此，必须根据具体应用的参数非常仔细地选择和优化栅极电阻。

本文设计的栅极电阻分为充电电阻和放电电阻。每个MOSFET 开关特性的设定都要受到栅极电阻RG的影响，而栅极电阻由限制导通和关断期间栅极电流IG脉冲的幅值时间来决定。

(1)充电电阻。假设导通功率管需要的电量为Qgs+Qgd，并且希望在tsw时间内导通功率管，则所需要提供的平均驱动电流为

式中:Qgs为功率管导通所需栅极电荷;Qgd为功率管导通所需漏极电荷;tsw为功率管导通时间。

因此，充电电阻应小于

IRF2907ZS 的栅极电荷需求最多为300 nC，有12 个并联，因此总需求量为3 240 nC;导通时间不能超过IRF2907ZS 的盲区时间19 ns。因此，通过计算可得，充电电阻的阻值应小于17 Ω。因为每个MOSFET 栅极都有一个独立的10 Ω 均流电阻，因此栅极电阻应取值为7 Ω 左右，通过电阻的标准值选择电阻值6.8 Ω。

(2)放电电阻［5］。在IRF2907ZS 能够承受的范围内，关断放电电阻应该尽可能小，以确保功率MOSFET 快速关断。在下管处于关断过程、上管导通的一瞬间，下管栅极电位不能迅速下降，此时需要小的关断电阻来使这一点电位迅速下降，使下管可靠截止，防止上下管同时导通。通过电阻的标准值选择放电电阻阻值为2.2 Ω。

2.2.6 电路工作原理

三极管ZTX653 和ZTX753 组成互补推挽功率放大器，能够提供12 个MOSFET 导通时需要的寄生电容充电电流。2 个三极管轮流导通，当Q2导通时，Q1的发射结反偏而截止，MOSFETQ 管5 栅极电位12 V，Q5导通，Q5的源极电压上升到48 V，当Q5关断以后，由于电动机的绕组相通，Q5的源极电压不变，此时Q5再次导通时，需要的栅极电位就要达到60 V，此时自举电容C42就会起到自举电容的作用，提高Q5的栅极电位，即MOSFET 就会再次导通，这样就能够满足交流驱动控制方式，从而驱动电动机;当Q2截止时，Q1则会导通，MOSFET 管Q5的寄生电容所充的电量将会通过R3—D1—Q1这条门极放电回路释放，保证了MOSFET 的关断速度和关断可靠性。MOSFET 管Q6的导通原理同Q5，但是由于Q6的源极参考点始终是对地，所以其栅极的电位就不会浮动，始终保持在12 V。

3 实验分析

图5 是光耦输入信号和输出信号的波形，通过实验波形可以看出，信号传递得很好，在信号到推挽放大电路的前级时，信号保真度很好。

图5 驱动输入信号和输出信号的波形

图6 是推挽功率放大电路前后的波形，波形的上升沿和下降沿仍然很明显。

图6 推挽功率放大电路前后的波形

图7 是MOSFET 的栅极驱动电压和源极电压波形，可以看出，波形质量很好。

图7 MOSFET 的栅极驱动电压和源极电压波形

可见，通过对设计电路的实际测量，从实测波形可看出，达到了设计目的，驱动波形质量好。

4 结 论

通过本电路的设计和实验表明，自举推挽电路很好地保证了波形的质量，同时也提高了驱动能力。设计的电路达到了预期目标。

［1］ 刘全忠. 电子技术电工学Ⅱ［M］. 北京:高等教育出版社，2004.

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