单载波高速相干水声通信技术研究

余佳超，刘文慧，苏 为

（厦门大学 信息科学与技术学院，水声通信与海洋信息技术教育部重点实验室，福建 厦门361005）

水声信道是时变、空变多途扩展信道.单载波高速水声通信受通信带宽受限（10km距离上可用带宽小于10kHz）、多途结构复杂（多途时延扩展可达几十甚至几百个码元）、码间干扰（inter－symbol－interference，ISI）严重的影响，传统时域判决反馈（DFE＋PLL）结合二阶数字锁相环技术存在易受均衡器阶数、迭代步长初值设定影响的问题，鲁棒性差［1］.本文针对水声信道的稀疏特点，采用复杂度较低的稀疏水声信道估计算法（DAMP）估计信道［2］，在此基础上设定判决反馈均衡器（DFE）前馈和反馈阶数及权系数初值，提高了均衡鲁棒性和收敛速度.进一步，针对水声信道的时变、空变衰落特点，采用空域分集接收.在不影响通信数据率的前提下，提高了系统鲁棒性.

1 判决反馈均衡器技术

判决反馈均衡器是非线性的，由一个前馈横向滤波器和一个反馈横向滤波器组成，反馈横向滤波器已前达符号的判决序列作为其输入.从功能上讲，通过反馈滤波器从当前估计值中除去了前达码元的干扰，适用于复杂的水声信道环境.但水声信道是一个双扩展信道，不仅具有多途效应，还有多普勒时变效应.为此，Stojanovic［3］提出了内嵌数字锁相环的判决反馈均衡结构，如图1所示.

图1 内嵌数字锁相环的判决反馈均衡器结构框图Fig.1 The structure diagram of decision feedback equalization with digital phase－locked loop

在采用最小二乘（LMS）算法时，前馈滤波器权值更新为

反馈滤波器的权值更新式为

对均方误差求导得

令ψ（n）＝Im｛p′（n）e－j＾θ（n）e＊（n）｝，由下式迭代得到对载波相位差的估计值

式中，K1为载波相位的更新步长.为增强载波跟踪能力，可进一步采用二阶锁相环，对应的载波相位迭代公式为

多途传播造成的频率选择性衰落（随时间、空间变化）是高速相干水声通信的一大难题，单通道处理往往有所不足［4］.多通道判决反馈均衡器如图2所示.利用了水声信道的空变特性，对抗时、空变衰落，提高通信的鲁棒性.但该技术存在对均衡器阶数、权系数初值）以及迭代步长敏感的缺点.因此，我们对低信噪比下精确的信道估计技术进行了研究，以信道估计结果设计均衡器前馈、反馈阶数和均衡器初值，提高了系统鲁棒性.

2 DAMP

研究中采用DAMP，将信道估计结果变换后作为权值的初值［5］.为提高信道估计的准确性，采用循环前缀技术（cyclic prefix，CP），信号结构如图3.信道估计信号连续发送2次，以利于信道估计.其中CP的作用是使信道由线性卷积转化为循环卷积，以利用于频域处理，对信道变化进行跟踪.

去CP后，信道估计段接收信号表示为

图2 多通道判决反馈均衡器结构图Fig.2 The structure diagram of multi channel decision feedback equalization

图3 发送信号帧结构Fig.3 The structure of sending signal frame

由于h本身具有稀疏性，该问题可采用匹配跟踪（MP）和最优化方法求解.研究中基于MP思想，我们提出了一种低复杂度的DAMP稀疏信道估计算法.利用估计结果，即可对均衡器阶数、初始权值和迭代步长进行最优设计，提高收敛速度，降低均衡器复杂度.

3 实验结果

在厦门港10km距离高速水声通信实验.实验位置处于厦门港航道中，接收端相对发送端更靠近大陆（岛屿）.该海域水深在18m左右，最深可达20m.具体实验环境见表1.

同时，信号采用四相相移键控信号（QPSK）的调制方式，其参数见表2.

图4为厦门港区典型信道估计结果.厦门港区水深接近20m，其多途达到时间集中，且存在与主径能量接近的多途信号.图4（b）中红色部分能量最高，蓝色最低.

图5给出单通道接收（对应表3第4路数据）和多通道接收（对应表3第1路数据）的均衡器均方误差收敛曲线.图6为单输入单输出系统（SISO）和单输入多输出系统（SIMO）信号均衡器输出星座图，图7为SISO和SIMO信号处理后的接收端恢复的图片.

表1 厦门港区海试实验环境Tab.1 The ocean experimental environment in Xiamen Harbor

表2 实验参数Tab.2 The experimental parameters

图4 厦门港区典型信道结构Fig.4 The typical channel structure in Xiamen

对比图5（a）和（b）可以看出，SISO 下，信号的均方误差收敛速度较慢，而SIMO下，信号收敛速度明显快很多，SIMO下有较好的鲁棒性.对比图6（a）和（b）可以看出，SISO下，均衡器输出信噪比已经有较为不错的结果，尤其是第2帧数据，该路数据误码率为1.46%（见表3）.而SIMO下，可以看出其均衡器输出信噪比有进一步提高，误码率趋近于0.可见SISO接收在低信噪比下采用本文方法仍然可以收敛，达到1.46%的误码率.但也反映出SISO易受信道时变、空变的影响，鲁棒性差.而采用SIMO接收，即便部分通道性能较差，但通信的鲁棒性显著提高.

图5 均方误差收敛曲线Fig.5 Mean square error convergence curve

图6 星座图Fig.6 Constellation diagram

图7 恢复图片Fig.7 The recovered pictures

表3详细给出了实验结果，其中，第4路处理后误码率相对较大，故在多通道时主要针对这组数据.表中未写出的其他路数据组合的多通道（2个通道和3个通道）处理后，误码率均降低到10－4数量级以下.

给出海试处理结论：1）SISO下，当信道比较简单，信噪比较高时，可以达到0误码率，而当信道相对比较复杂，信噪比较低时，其误码率较大；2）SIMO下，通道数较多或单通道处理时结果较好时，其误码率可以有效降低，其中，实验5误码率降低到0.04%以下，而其他组实验误码率均降到10－4数量级；3）对比SISO、SIMO可以看出，SIMO有更高的鲁棒性，且通道数足够多的情况下，其误码率可以降低到10－4数量级以下.

表3 实验结果误码率Tab.3 The experimental result of SNR

4 结 论

论文针对水声信道的稀疏特点，采用复杂度较低的DAMP估计信道，在此基础上设定DFE前馈和反馈阶数及权系数初值，提高了均衡鲁棒性和收敛速度.进一步，针对水声信道的时变、空变衰落特点，采用空域分集接收.在不影响通信数据率的前提下，提高了通信鲁棒性.进行了多次海上实验，表明：在厦门港10 km距离，接收信噪比均值约为6dB的环境下，4kbit／s通信数据误码率均小于2%，传输图片清晰.结合多通道处理，在通道数足够多的情况下，其误码率可以降低到10－4数量级以下.

［1］夏梦露.浅水起伏环境中模型－数据结合水声信道均衡技术［D］.杭州：浙江大学，2012.

［2］Xia M L，Xu W，Sun F，et al.Experimental studies of time－reversal underwater acoustic communications［C］∥Proc OCEANS 2009.Bremen，Germany：IEEE，2009：1－5.

［3］Song H C，Roux P，Hodgkiss W S，et al.Multiple－inputmultiple－output coherent time reversal communications in a shallow water acoustic channel［J］.IEEE Journal of O－ceanic Engineering，2006，31（1）：170－178.

［4］Yang T C.Correlation－based decision feedback equalizer for underwater acoustic communications［J］.IEEE Journal of Oceanic Engineering，2005，30（4）：865－880.

［5］房栋，李宇，尹力，等.水声通信中一种联合同步均衡的实现方法［J］.声学技术，2008，27（5）：418－419.