一种新型低漏电流非隔离光伏逆变器

梁 杰，张代润， 操建新

（四川大学电气信息学院，四川成都 610065）

当前化石能源日益缺乏，而环境污染也日益加剧，因此能源问题亟待解决。太阳能作为一种可再生能源，是新能源中最为重要的一种。目前我国光伏发电技术和应用没有广泛普及，主要是由于我国没有掌握太阳能光伏电池所需要的多晶硅提纯技术，因此生产成本居高不下，为太阳能光伏电池推广应用带来了难度。就光伏逆变器来说，我国已经掌握了核心技术，因此并没有存在成本过高的问题。甚至我国的光伏逆变器已经在国际市场中具有很强的竞争力。但是这并不意味着我国光伏逆变器产业发展一帆风顺，事实上我国光伏逆变器企业想走出国门走向世界还存在着很大难度。我国光伏逆变器企业虽然掌握了核心技术，但是产品的推陈出新也是很重要的。在欧美市场上，很多客户已经对本土企业先入为主，我国逆变器企业则很难再深入到市场中。因此能否再开发出好逆变器决定了我国未来光伏产业能否很好地发展。而逆变器的转换效率决定了整个系统的体积质量以及相应的投资成本，同时也决定了整个系统的效率。由于开关器件的导通以及开关产生的损耗，因此如何降低损耗以及减少漏电流已经成为设计光伏逆变器需要考虑的重要因素。

平常采用的逆变电路拓扑，通过采用IGBT与MOSFET相互结合使用来提高效率并且降低开关以及导通损耗，但是由于在续流阶段电网电流仍需要与PV系统直流端相连，因此会大大增加漏电流，同时由于MOSFET开关管开关频率较高，因此也会大大增加开关损耗。

文献[1]中所示为一种五开关器件的逆变拓扑（H5型逆变拓扑结构）。由于在续流阶段通过断开直流侧开关器件，从而可以很好地实现续流时直流侧与电网侧断开，从而实现低漏电流的目的。但是在工作过程中由于开关器件较多，因此会较大地增加开关损耗以及导通损耗，而且由于专利封锁等原因，因此就要求开发新型的逆变拓扑结构[2]。

在仔细研究分析普通型逆变器，同时参考H5型逆变器的设计结构，同时充分考虑到上述拓扑结构的一些缺点，文章中采用了一种新型的逆变器。这种逆变器通过采用双BUCK电路并联从而实现所需要的逆变变换功能，同时此种逆变器也是通过采用续流时与PV端断开来减少漏电流。由于这种逆变器开关器件较少，因此可以有效地减少器件开关损耗，而且MOSFET开关频率不高，这也大大提高了MOSFET的开关性能，同时在高频开关侧采用IGBT，可以高效地完成逆变变换。

1 拓扑构成与原理分析

图1所示为一种新型的光伏逆变器，这种逆变器采用双BUCK电路拓扑来实现逆变。

根据图1(a)中所示可以了解到L1和L2为进网滤波器，uAN、uBN分别为桥臂中点A、B对应的电位差；UDC为输入电压，ug为电网电压。图1(b)中所示为开关管驱动信号，其中Ur为进网电压PI调节器输出的调制波。G1-G4分别为开关管G1-G4的驱动信号。

以下为工作状态分析：

图1 新型的电路结构及其驱动信号示意图

工作状态1：开关管G1、G3导通，其余都关断。此时电网侧电压工作于正弦波的正半周，直流侧向网侧输送电量，因此uAN=UDC，uBN=0，故 uAB=UDC，则共模电压：

工作状态2：开关管G1导通，其余断开。此时光伏电池与电网电压断开，电路处于续流状态，L1和L2通过开关管G1和二极管D1给电网续流，此时uAN的电压值相当于二极管D1两端的电压值，因此uAN=0，uBN两端的电压值相当于开关管G1两端的电压值，所以uBN也为0，故uAB=0，由此可得共模电压

工作状态3：开关管G2、G4开通，其余都关断。此时电网通过开关管流过反向电压，而其实际工作状态与工作状态1基本相似。uAN=0，uBN=UDC，故uAB=UDC，此时的共模电压变为：

通过上述分析可得，此逆变器拓扑结构比较简单，只是从最普通最简单的逆变器中演化而来，但是由于其在续流阶段与直流PV系统断开，因此可以大大减少漏电流。而且工作状态少，控制比较方便。由于此拓扑的uAB电压工作在UDC与0之间，因此此拓扑结构为单极性调制，这样降低了滤波电路设计的复杂程度，同时减小了滤波电感的体积，降低了损耗；由于在续流阶段满足光伏电池输出端与电网隔离的要求，因此具有低漏电流的特性。

2 功率损耗分析

由于此逆变拓扑结构的对称性，因此只需对G1、D1、G3进行分析即可 (本文中取IGBT为第二代的200 V型，MOSFET取IRFPG50）。

2.1 器件导通损耗

功率开关器件上有电流流过时，由于器件本身具有导通电阻，所以会产生导通压降，导通压降乘以流过的电流即为器件的导通损耗[3]。

2.1.1 IGBT开通损耗

在本次PWM逆变器的控制方式中，调制函数为sinα，θ为电流和电压之间的相角，M为调制度，那么占空比为：D=1/2[1+Msin(α+θ)]。

由于此负载为感性负载(由θ反映)，在一个周期内，IGBT导通时间在此处所述拓扑结构中，从α=0到α=π，在载波周期时间T里，G3为采用PWM调制波间断开通，其导通时间为DT，关断时电流经二极管D1续流，所以D1的导通时间为(1－D)T。在第i个载波周期中，IGBT G3的导通损耗为：Ei=uCEicDT，所以：dEi=uCEicD。

又由于电流信号为正弦信号ic=A sinα随着载波频率的提高，T减小，每脉冲的导通损耗减小，可以认为半周期内总的导通损耗不变。所以，在此半周期内IGBTG3的开通损耗为：

2.1.2 二极管的开通损耗

2.1.3 MOSFET开通损耗

由于MOSFET在时间T内一直处于开通状态，因此其开通损耗为式中：Rds为MOSFET通态电阻；I0为负载电流有效值。根据上述三个式子可得：

此处暂不考虑纹波电流对器件导通损耗的影响[4]。

2.2 器件开关损耗

IGBT以及MOSFET开关损耗的产生主要是因为开关状态每次都不可避免地产生V-I交叠从而发生损耗。

由于在光伏逆变中，PWM控制的开关器件一直处于高频状态，因此其在开关过程中产生的开关损耗也相当的大，也是在计算器件损耗的过程中必须要注意的（此处假定器件都为理想器件）。

2.2.1 器件开通损耗

(1)IGBT的开通损耗

由于假定IGBT为理想器件，因此不需要考虑其延时。

如果开关频率为f，则开通功率损耗为：Pon=Eonf[5]。(2)MOSFET的开通损耗

MOSFET的开通损耗主要发生于MOSFET电压与电流产生交叠发生的时间段内，即各自完成转换所需的时间之和。

2.2.2 器件的关断损耗

可以根据上述介绍的IGBT以及MOSFET的开通损耗同理得到关断损耗。

（1）IGBT关断损耗

（2）MOSFET关断损耗

MOSFET的关断时间常数与其开通期间相同。

文中所提到的逆变器中，通过对其拓扑结构以及工作状态的分析可以看出，逆变电路结构比H5型逆变器要简单得多，逆变器中所涉及的开关器件也要少于H5型逆变器[6]。

在电网电流正向工作阶段，H5型逆变器需要开通的开关管有G2、G3和G5，而本文中提到的逆变器仅有G1、G3，因此器件开通损耗要小于H5型逆变器。在电网电流正向续流阶段，H5型逆变器需要工作的开关器件有G2，以及与G1相并联的反向二极管D1，此时需要关断G5。由此可见，在半个工作周期内，本文中提到的逆变器可以减少相应的导通损耗[7-8]。

3 仿真波形以及结果分析

为了证明上述所述理论的正确性，仿真设计了一个小型PV光伏阵列。下面列出仿真中一些基本元件的选型以及参数设置：输入电压uDC=380 V；输出电压为Ug=220 V；直流母线电容CDC=940μF；电网频率为50 Hz；开关频率Fs=20 kHz；滤波电容C0=1μF。

图2所示为单极性SPWM在开关器件的结电容相等情况下的仿真波形。图2(a)(b)所示为输出并网电压与电流波形。通过这两个仿真实验结果波形可以清晰地看到：输出并网电流与并网电压都为正弦波，而且在网侧电流与电压相位相同。(g)和(h)所示为仿真实验的共模电压波形，所得的共模电压波形验证了理论分析的合理性。也可以通过仿真波形图以及分析得到当共模电压uCM保持为180 V时，共模漏电流iCM也几乎接近于0。通过仿真分析，我们验证了文中描述理论的正确性。

图2 仿真实验波形

4 结论

这种新型的非隔离光伏逆变拓扑结构有以下几个特点：（1）它是在H5结构的基础上改进而来，因此它具有H5的优点，同时它又减少了开关器件，从而减小了损耗；（2）此结构在续流阶段与光伏电池输出直流段脱离，很好地解决了漏电流的影响，基本上可以满足低漏电流的要求。该逆变器拓扑对于光伏发电具有很高的利用价值。

通过文章的分析可以发现：此种双BUCK电路形式的逆变器能够很好地满足高效转换的要求，同时其低漏电流以及低损耗可以很好地满足当前在能源危机下节约能源的要求。

[1]尹亮，宋平岗，胡柳，等.一种新型光伏并网逆变器的拓扑结构及其直流分量分析[J].大功率变流技术，2012，8（4）:31-34.

[2]张犁，孙凯，冯兰兰，等.一种低漏电流六开关非隔离全桥光伏并网逆变器[J].中国电机工程学报，2012，32（15）:1-7.

[3]YU WS,LAI JS,QIAN H,et al.High-efficiency inverter with H6-type configuration for photovoltaic non-isolated ACmodule applications[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2012，26(4)：1056-1061.

[4]廖志凌，宋中奇，刘国海.无变压器光伏并网逆变器功率损耗分析[J].电力电子技术，2011，45（12）：112-116.

[5]罗四海，娄本超，唐君，等.MOSFET的损耗分析与工程近似计算[J].电子设计工程，2011,19（21）：136-145.

[6]李琛.基于单极性倍频SPWM调制的逆变电源系统研究[J].宁夏工程技术，2009,8（3）：197-200.

[7]熊妍，沈燕群，江剑，等.IGBT损耗计算和损耗模型研究[J].电源技术应用，2006,9（5）：55-60.

[8]谢勤岚，陈红.PWM逆变器中IGBT的损耗计算[J].中南民族大学学报：自然科学版，2003,22（1）：39-41.