射频直接采样多频GNSS信号采集系统的实现

杨 亮,郭 佩,秦红磊

(北京航空航天大学电子信息工程学院,北京 100191)

1 引 言

卫星导航系统是重要的空间信息基础设施,有重要的军事战略意义和显著的经济效益,因此许多国家都在大力发展本国的卫星导航系统。目前主要的导航系统包括美国的GPS、我国的“北斗”系统(COMPASS)、欧洲的Galileo系统以及俄罗斯的GLONASS系统。随着各系统逐步实现兼容互操作,同时利用多系统进行导航将有效地减小电离层时延误差,提高定位精度;在有遮挡的区域可以提高导航的连续性和有效性[1]。由于各系统工作频段不同,所以为了使用多频信号需要多频接收机。目前,多数民用接收机仅能接收GPS L1频段进行定位,因此多频接收机有很高的实用价值和良好的市场前景。传统单频接收机射频前端采用多级混频,当接收多个频段时这种设计将非常复杂。本系统采用射频直接采样技术,避免了对射频信号进行混频,简化了系统结构;增加了系统的灵活性,接收不同频段信号时,只需调整滤波器和采样率;同时减少了由混频器件引入系统的干扰[2,3]。

本文设计了利用射频直接采样同时采集多频信号的系统,其结构简单灵活,并有利于保证各路信号时延相同。

2 硬件整体设计

本文中多频信号采集系统的工作原理是,用宽频天线接收信号后,首先在射频前端用低噪放大器对信号进行放大、带通滤波,然后对多频信号进行分路滤波。再将滤波后的信号送到高速ADC进行采样,然后通过FPGA进行缓冲和数据处理(FIR数字滤波及抽取),并将数据封装成帧结构通过以太网口将其传送到主机上。主机在物理层捕获以太网数据包,分析MAC地址后将需要的数据存储到硬盘之中,最后通过软件利用采集到的数据进行定位解算。图1为硬件平台的整体结构。

图1 硬件平台整体结构Fig.1 The whole structure of hardware platform

2.1 射频前端设计

直接采样的射频前端与传统下变频技术的接收机前端显著区别在于不需要混频。本系统射频前端可以同时接入多频信号,能够在ADC之前得到频谱形状如图2所示的信号。通带内包括了“北斗”系统(COMPASS)的B1、B2、B3共 3个频段的信号。“北斗”系统信号特征见表1。

图2 ADC采样前信号频谱Fig.2 The signal spectrum before ADC sampling

表1 “北斗”系统信号特征Table 1 The feature of COMPASS signal

前端使用高增益GNSS天线接收信号,而后信号经过LNA作第一级放大后,经过通带为1.1～1.7GHz带通滤波,再使用第二级放大器进一步放大。之后射频信号通过功率分路器分为3路,对每一路信号针对各自所需频带进行带通滤波、功率放大,之后再次带通滤波,最后将多路信号合并成一路送入ADC。

ADC采样的时钟来自于频率合成器输出的时钟。为了满足ADC采样对于采样时钟的相位噪声的要求,本设计使用了10MHz的原子钟作为频率合成器输入,通过FPGA的SPI将频率合成器输出配置成需要的频率。

前端需要将信号放大至ADC可以采样的电平,对于ADC08D500,1 bit量化的信号最小输入能量是-47.92dBm。接收到的卫星导航信号能量约为-141dB,GNSS天线的增益为50dB,两级LNA增益共约35dB,PA增益20dB,前端总插入损耗约为20dB,使用前端的增益足够对信号采样。

射频前端结构如图3所示。

图3 射频前端结构Fig.3 The structure of radio front-end

该设计有如下优点:

(1)只需调整滤波器和采样率即可接收任意所需的多频信号,系统灵活性高,适应性强;

(2)通过宽频天线将同时接收各频带信号以及将各路信号合为一路同时送入ADC,最大限度地保证了进入系统的所有信号有相同的时延;

(3)进行多级带通滤波,尽可能地将带外噪声滤除,防止采样后噪声混入信号频带;

(4)第一级放大器使用了噪声系数很小的LNA,保证多级放大器有较小的总噪声系数,这是因为根据式(1),多级放大器的第一级的噪声系数F1对总的噪声系数FT起决定性作用。

2.2 基于射频直采多频系统采样率的选择

射频直接采样是一种软件无线电技术,系统不用混频器对信号进行下变频,直接对射频信号进行采样,极大地简化了系统结构,为接收多频信号提供了必要条件。由于直接采集的射频信号频率非常高,使用奈奎斯特采样率将非常不合实际,因此多频信号采集系统采样率的选择是一个关键问题。

在系统设计中,使用带通采样定理对射频信号进行采样。根据带通采样定理,采样率将只与信号带宽有关,与载波频率无关,这将使采样率大大降低。采样后系统需要保证各频带信号既不能与自身混叠也不与其它频带信号混叠,同时还要避免因采样率过高导致数据处理负担过重。

根据带通采样定理,采样率最低应不小于两倍的信号带宽,所以对于多频系统采样率Fs最基本的要求是不低于各频带带宽和的两倍,即:

采样后的中频FIF可通过下式计算:

式中,fix(a)表示取a的整数部分,FC表示载波频率,rem(a,b)表示 a对b取余。式(3)提供了一种计算带通采样后中频的方法。

为保证采样后信号不与自身发生混叠,必须满足式(4)和式(5)所示的限制条件:

此外,对于N个频带的接收机,为保证采样后每一个频带的信号不与任何其它频带信号混叠,还需满足:

式中,a=2,3,…,N,b=1,2,…,a。

在满足约束条件的范围内选取采样率,即可保证采样后的信号不发生混叠[4]。

这里需要特别注意的是,约束条件是在假设各窄带滤波器均具有尖锐截止特性,即滤波器的通带带宽与信号带宽近似相等的情况下给出的。

而限于原件工艺水平,目前所使用的射频窄带滤波器的通带带宽明显大于信号带宽。因此在使用约束条件时,带宽参数应使用滤波器实际的通带带宽,才能保证通带内噪声不被混叠到信号频带内而影响信号质量。

总结起来,多频系统采样率选取步骤如下:

(1)根据窄带滤波器通带带宽计算采样率限制条件;

(2)在限定范围内,找到满足条件的最低采样率;

(3)适当提高所选用的采样率,使各频带信号完全分开并防止滤波器通带内噪声混入信号频带,从而提高系统性能。

通过以上步骤,对于“北斗”系统(COMPASS)B1、B2、B33个频段,选取325msample/s的采样率即可满足要求。

2.3 FPGA数据处理

FPGA数据处理模块的作用在于生成FIR将ADC输出的信号进行数字滤波,分出各路信号,其中提高FIR处理速度和降低各路采样率是两个关键问题。

FPGA首先将ADC输出的信号即低压差分信号通过内置宏转换成单路信号,然后送入FIR分别对各频带信号进行数字滤波。

在设计FIR时,本文使用了分布式算法。由于FPGA进行乘法运算需要的时间远大于加法运算需要的时间,因此减少乘法运算可显著减少系统运算时间。分布式算法巧妙完美地将固定系数的乘累加运算转换成查找表(LUT)操作,尽量避免乘法运算。查找表后的数据执行的都是简单的加法运算,可以提高运算速度。系统响应表达式为

式中,h(n)是传递函数,x(n)为输入信号,x(n)可以表示为

式中,xb(n)表示x(n)的第b位,x(n)也就是 x的第n次采样。而卷积表达式也可以表示为

式(9)进行分别求和可得:

上式可写成简洁公式:

函数f(h(n),xb(n))所指的就是利用一个查找表实现映射,预先设定程序的查找表接收1个 n位输入向量X(b)=(xb(0),xb(1),…,xb(N-1)),输出为f(h(n),xb(n)),各个映射都由相应的二次幂加权并累加,最后得到一次滤波的结果。由此可见,DA算法的处理速度仅与输入的位宽有关,利用查找表(LUT)避免了大量的乘法运算,从而大大提高运算速度。

ADC进行高速采样后,输出数据率将非常大,会为后续的数据传输和处理带来极大的困难。单独对其中任意一个频带来说,保证自身频段信号不混叠,如此高的采样率是不必要的,因此使用抽取来降低每一路的采样率。

抽取是把原始的采样数据每 M采样点各取一个生成新的采样序列,其中M 为大于1的整数,称为抽取因子。在这一过程中,我们仍要求信号的频谱不会混叠。这样等效信号的采样周期增大为原来的M倍,而采样频率相应为原来的1/M。这种处理在FPGA中是可以实现的,通过PLL将FIR的时钟分出不同的频率,如Fs/M,用这个频率接收FIR输出的数据,即可以完成数字信号M倍的抽取,抽取后将大大减少数据量,降低处理难度。

对于GNSS信号,超过2 bit量化对信噪比的改善作用不是很明显,太高的量化位数只会增加数据处理的困难。因此本设计对滤波后的数据进行截位处理,最终只截取1 bit进行保存。这将进一步减轻了计算平台的负担,为后续的实时定位解算打下了坚实的基础。

2.4 以太网数据传输

为了能满足高速数据上传的需求,本设计使用千兆以太网将FPGA处理过的各路数据上传PC进行定位解算。使用以太网传送数据的关键问题是将数据按以太网帧格式封装成帧。

千兆位以太网的理论速度达1000Mbit/s,能够满足数据传输的需要,而且FPGA开发工具自带了Ethernet MAC IP核。因此,本设计采用千兆以太网进行数据的传输。

另外,千兆以太网的参考时钟是125MHz,输入数据时钟是根据抽取时钟而定的,这样两个不同时钟域的数据交换需要使用异步FIFO进行缓冲处理,将接收到的数据按整字节传到EMAC核。其结构如图4所示。

图4 EMAC核的结构Fig 4 The structure of EMAC core

千兆以太网数据帧的包头首先是8 byte的前导码(7 byte原语和1 byte帧起始),然后是6 byte的目的MAC地址和6 byte的源MAC地址,之后是2 bit的协议类型或数据包长度,中间是46～1500 byte的数据内容,以及4 bit的校验位,如图5所示。

图5 标准以太网帧结构Fig.5 The structure of standard Ethernet frame

基于EMAC核实现满足以太网络协议的数据报文包括数据输出缓冲、添加MAC地址、添加前导码和FCS校验4个步骤。最终经过MAC封装以后,整个数据报文的长度为64～1518 byte。

设计时设置每个数据帧除了帧头信息以外有1024 byte的数据,正好是1 kbyte,这样可以方便观察数据包是否出错和衡量整体数据传输完整性。此外,通过以太网封装帧给不同频点信号赋予不同的MAC地址,从而主机捕获时可以通过识别MAC地址的方法,将三路数据进行分类存储。

3 实验分析

实验中,通过对“北斗”系统(COMPASS)卫星信号进行采集,验证了系统各部分设计的正确性并成功地捕获了卫星信号。

3.1 分布式算法效率的验证

实验中使用96阶FIR,输入信号位宽8 bit,通过调用FIR compiler配置向导可以对FIR使用分布式算法,计算延迟时间明显小于传统卷积算法,因此使用分布式算法有效提高了计算效率。表2列出了两种算法所需的时钟周期延迟。

表2 FIR两种算法的时钟周期延迟Table 2 The cycle latency of two FIR algorithms

3.2 以太网传送数据可行性验证

实验中,对于“北斗”系统(COMPASS),ADC采样率设置为325MHz,经过FIR滤波后B1按32倍抽取,B2、B3按6倍抽取,各路均按1 bit量化,输出数据率约为118 Mbit/s。因此,根据表3可知千兆以太网速率满足要求。

表3 以太网速率与系统输出速率Table 3 The Ethernet rate and system output rate

3.3 多频采集系统整体功能验证

使用捕获算法对采集到的数据进行处理,捕获到的信号产生尖锐的相关峰,并且噪底平坦。由此可见,本文设计的系统可以有效地接收多频卫星导航信号。图6为B1的捕获结果。

图6 B1信号捕获结果Fig.6 The capturing result of B1

4 结 论

本文介绍了使用基于射频直接采样的多频GNSS数据采集系统的设计实现方法,提供了系统主要的硬件平台结构设计方案,以及数字信号处理的方法,同时对多频接收系统采样率的选择和射频前端设计这两个关键技术进行了详细阐述。实验表明,本系统可以实现对多频卫星导航信号的采集。该系统在灵活性和可扩展性方面都要优于传统的下变频采集系统,具备很好的通用性。随着各国导航系统的不断完善,尤其是我国“北斗”系统的蓬勃发展,多频接收机将充分显示出利用多频多系统的优势,从而成为发展的趋势。

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