C频段宽带低噪声放大器模块设计与实现*

(中国科学院 微电子研究所，北京 100029)

1 引 言

C频段低噪声放大器(LNA)是雷达、卫星通信、电子对抗、遥测遥控等电子系统中关键的微波部件，有广泛的应用价值。在4 GHz以上频段，CMOS集成电路很难同时实现高增益和低噪声系数[1，2]，而设计开发GaAs或GaN基MMIC芯片成本很高[3]，因此利用市场在售的分立器件设计小型化LNA模块在性能、设计周期和设计成本上都具有很大的优势。

市场在售的很多FET管，在C频段不能保证全频段稳定因子K小于1，因此采用这些FET管设计LNA过程中首先要解决稳定性问题。增加源极负反馈电感是一种优异的增进稳定的方法，这种方法的优势在于在增加稳定度的同时不会恶化LNA的噪声系数。本文基于FET管模型，对源极负反馈增加稳定度的机理进行了理论推导。

在LNA模块设计中，一般采用微带线加过孔的寄生电感作为源极反馈电感，本文定量给出了实现0.05～1 nH电感所需要的微带线长度和宽度，以及实现0.05～0.2 nH电感所需要的过孔直径和长度。

宽带的LNA设计方法中，文献[4]和[5]给出了一些设计方法，这些设计方法大部分都是采用多阶滤波器的方式来实现匹配。在C频段，分立器件电容、电感实际值与标称值会有较大的偏差且存在较大的寄生，因此在设计LNA模块时，分立器件组成的多阶滤波器式匹配网络频率偏差常在20%以上。而采用简单的级间匹配时，理论设计与实际电路之间的偏差比较小。本文提出了一种新的设计多级宽带LNA的各级增益多峰值匹配法，这种方法可以把一个多级的宽带LNA设计转化为几个带宽稍窄的单级LNA。此方法可以大大降低理论设计与实际电路之间的偏差，降低调试周期和产品成品率，从而降低研发成本。采用该方法设计的LNA性能良好，测试结果与设计符合很好。

2 LNA设计中的关键理论推导

2.1 源极负反馈电感对LNA输入阻抗的影响

由于LNA的增益很高，设计和实践中常出现振荡现象，因此设计中首先要解决LNA的稳定性问题。FET管未加匹配时，在C频段内稳定因子K不全大于1，因而容易产生自激振荡。绝大部分情况下，K小于1是由于输入阻抗实部为负。因此，解决LNA不稳定的办法之一就是对输入阻抗进行补偿，使LNA输入阻抗变成正值。

为实现低噪声系数，FET管LNA一般采用共源极结构。共源极结构中在源极增加一个反馈电感Ls，源极电抗值增加jωLs，源极电抗值的增加可以等效为输入端阻抗值实部的增加，从而实现对输入阻抗实部负值的补偿。

图1 FET管的经典模型Fig.1 Classical model of FET

图1给出了FET管的经典模型[6]以及模型中电容Cgd的等效示意图。Cgd为FET管栅极与漏极的极间电容，它连接输入和输出端，形成反馈。为便于计算，如图中两个椭圆曲线框中所示，将Cgd近似等效为输入端和输出端电容Cgd1和Cgd2两部分。

Cgd1=(Au+1)Cgd≈AuCgd

(1)

(2)

(3)

图2 增加源极反馈电感的FET管模型Fig.2 Model of FET with source negative feedback inductance

图2给出了FET管增加了源极反馈电感Ls后的FET管模型。计算这种情况下输入端的阻抗必须考虑负载ZL的影响，输入阻抗值可近似为

(5)

2.2 利用微带线及基板过孔实现等效电感

共源极LNA增加源极负反馈电感，可以增加LNA的稳定度，但源极电感过大则会造成LNA的增益偏低，因此源极负反馈所采用的电感值一般较小。然而分立器件电感一般只有1 nH、0.75 nH和0.5 nH,标称值太少，精度也不能保证。因此，在LNA模块设计中，采用微带线和过孔的寄生电感来代替分立器件电感是一种很好的方法，这种方法可以增加电感取值的灵活性和准确性。本节以本LNA设计中采用的板材为例，定量分析了微带线和过孔的寄生电感值的大小，本设计中采用介电常数为2.8的聚四氟乙烯板。

首先，通过仿真分析不同宽度和长度的微带线在4 GHz频率处的寄生电感值，仿真采用安捷伦公司的RF仿真软件ADS2008的二维电磁场仿真工具。表1给出了采用厚度为0.8 mm的板材，实现0.1～1 nH寄生电感所需要的微带线宽度和长度的组合值。可以发现，微带线的宽度越大寄生电感越小，微带线长度越大寄生电感越大。

表1 不同宽度和长度的微带线的寄生电感值Table 1 Parasitic inductance of the microstrip line with different width and length

其次，LNA模块设计中FET管源极引脚连接到地平面一般都需要过孔，因此对不同直径和长度的过孔的寄生电感进行了仿真分析。表2给出了4 GHz频率处，实现0.05～0.25 nH的寄生电感所需要的过孔直径和过孔长度的组合值。可以发现，过孔直径越大寄生电感值越小，过孔长度越大寄生电感值越大。

表2 不同直径和长度的过孔的寄生电感值Table 2 Parasitic inductance of the via of the PCB with different width and length

2.3 多级宽带LNA的各级增益多峰值匹配方法设计原理

宽带LNA设计中，一般采用多阶滤波器形式的匹配结构来降低电路的Q值、增大带宽，但是在LNA模块匹配设计时，由于分立元件电容、电感的实际值与标称值偏差较大，所以采用这种结构的LNA理论与实际测试结果的偏差会达20%以上。采用简单的级间匹配，理论与实际电路之间的偏差则会比较小，但缺点是电路Q值会变低，单级带宽会减小。

图3 增益叠加示意图Fig.3 Schematic diagram of gain superposition

图3给出了采用各级多峰值匹配法设计三级LNA时后两级增益示意图，LNA的工作频带为0～1 GHz。

这种方法将宽带LNA设计分解为几个带宽相对较窄的单级LNA的设计，一方面降低了设计的难度；另一方面，极大地降低了理论与实际测试之间的偏差，从而极大降低研发成本。但这种方法会损失一定的增益，所以较适用于增益设计有一定余度的多级LNA模块。

3 电路设计与仿真

3.1 电路设计

本文给出LNA的设计目标为：工作频带为3.8～4.8 GHz，带内增益大于35 dB,带内平坦度小于5 dB,噪声系数小于1 dB,输入、输出反射系数小于-10 dB,输入阻抗与输出阻抗均为50 Ω,采用3 V电源供电，工作电流小于50 mA。根据设计要求，LNA采用三级结构，前两级采用Avago公司的ATF-551M4，第3级采用Avago公司的MGA-665P8。为满足功耗要求，前两级直流偏置均设置为3 V、15 mA，第3级设置为3 V、20 mA。

LNA电路图如图4所示。输入端采用π型结构实现最小噪声匹配。级间匹配分别使第2级和第3级FET管的最大增益频点设置在4.1 GHz和4.5 GHz处。输出端采用L型简单结构使输出阻抗匹配到50 Ω。电路中的并联电感有匹配作用，还可以阻隔射频信号泄漏至电源，因此在每个电感附近要靠近它安放一个接地电容以构成最短射频信号通路。仿真得知前两级FET管需要的源极反馈电感均为0.35 nH，第3级为0.1 nH。根据表1和表2中给出的寄生电感值，采用宽度为0.6 mm、长度为0.9 mm的微带线加2个并联的直径为0.6 mm、长度为0.8 mm的过孔来实现0.35 nH的等效电感；采用焊盘下直接用1个直径为0.6 mm、长度为0.8 mm的过孔接地来实现0.1 nH的等效电感。

图4 LNA电路RF部分简单结构图Fig.4 Simple structure figure of the RF part of LNA circuit

3.2 电路仿真

仿真采用安捷伦公司的RF仿真软件ADS2008。为了使仿真更接近实际情况，必须考虑分立元件和微带线以及过孔的寄生效应，分立元件电阻、电感、电容均带有寄生效应的器件模型。图5给出了仿真所采用的带有寄生效应的器件模型，适用于标称值为5～56 Ω的电阻、0.5～2.2 nH的电感、0.2～2.2 pF的电容。微带线和过孔均使用经ADS的layout进行电磁场仿真后的结果。

图5 RF仿真中应用的电容、电感、电阻模型Fig.5 Model of capacitor, inductor and resistor applied in the RF simulation

LNA各参数的仿真结果如图6所示，图中分别给出了增益、噪声系数、稳定因子K、输入端和输出端反射系数S11和S22的仿真结果。由图6(a)中的增益曲线发现，增益曲线在4.1 GHz和4.5 GHz附近有两个峰值，与3.1节中所设计的两个最大增益频点基本一致。

4 测试结果

图7为LNA模块的实物照片，三级放大器面积为3.8 cm×1 cm。采用安捷伦噪声分析仪(N8975A)测量LNA的增益和噪声系数。图8给出了测试结果，在3.8～4.8 GHz范围内噪声系数为0.95～1 dB,增益为36～41 dB(注：噪声仪的最大增益为40 dB,故增益大于40 dB处显示为直线。增益大于40 dB处采用频谱仪扫频测量增益值，发现在4.06 GHz和4.62 GHz处有两个峰值，增益分别为40.9 dB和40.5 dB)。采用安捷伦网络分析仪(E5230A)测得输入、输出反射系数在工作频带内均小于-10 dB。可以发现，实验测试结果与仿真基本保持一致。

图7 LNA照片Fig.7 Photo of designed LNA

图8 噪声分析仪测量结果Fig.8 Test result by noise analyser

5 结 论

本文给出了LNA设计中所需要的关键理论的推导，提出了一种适用于多级宽带LNA模块设计的各级多峰值匹配方法,并根据文中的理论和新匹配方法设计制作了一款LNA，实验测试结果与仿真结果基本一致，从而证明了理论推导的正确性和各级多峰值匹配方法的实用性。尽可能多的考虑实际电路中存在的各种寄生效应进行仿真，采用与实际情况相符更好的匹配方法，能够降低理论与实际电路之间的偏差，降低调试周期，增加产品成品率，从而降低研发成本。

参考文献：

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