单极性移相控制矩阵式高频链逆变器控制方法

赵永涛，郑连清

（重庆大学输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室，重庆 400044）

Mr.Espelage自1977年提出了高频链逆变技术的新概念后[1]，高频链逆变器越来越引起人们的关注。矩阵变换器作为一种绿色变换器，具有输入功率因数可调，输出电压和频率可调，能量可以双向流动，无中间直流储能环节等优点，具有广阔的应用前景。然而国内外学者更多的是对矩阵变换器拓扑中三相交流变换到三相交流拓扑的研究[2-4]，在较少有关单相交流变换到三相交流的文献报道中，文献[5]利用混合调制策略实现了矩阵变换器开关的零电压转换，但此控制策略需要采用正负斜率的锯齿载波，而且需要实时检测三相调制波的幅值和载波的斜率，实现过程比较复杂。文献[6]采用MCT（MOS控制晶闸管） 实现了性能改进的高频链能量转换，但并未对矩阵变换器部分的控制策略做具体分析。文献[7]采用自然换流相角控制方法实现了对整个系统的控制，但需要正负斜率的锯齿载波和检测输出电流的极性。本文针对矩阵变换器中的单相交流变换到三相交流拓扑提出了一种新型控制方法，通过将移相控制思想、正弦脉宽调制和脉冲密度调制方式相结合实现了对系统的控制，该方法原理简单，易于实现。采用Saber仿真软件对系统进行了计算机仿真，仿真结果验证了该控制策略的可行性。

1 电路拓扑与工作原理

单相交流变换到三相交流矩阵式高频链逆变器的主电路拓扑及控制示意框图如图1所示，u、v、w分别是三相对称调制波，uc是三角载波。主电路如图1(a)，前级由移相全桥电路和高频变压器组成高频逆变桥，后级由矩阵变换器和输出滤波电路组成。该电路利用前级移相全桥电路所产生的周期性电压凹槽来为后级矩阵变换器实现零电压开关创造条件。如图1(b)所示，通过控制移相全桥逆变电路高频开关Q1～Q4，在变压器副边得到双极性高频脉冲，再由矩阵变换器对高频脉冲整流，由滤波电路滤除高次谐波，从而在输出端得到低频的交流电压。

对于电压型逆变器来说，输入电压为直流，可采用空间矢量控制、直接转矩控制等方法来生成常规PWM波，而本拓扑前级移相全桥电路输出电压为双极性高频交流脉冲列，为了实现矩阵变换器功率开关的软化，不能采用直流电压源逆变器的PWM生成方法直接对开关管进行控制，而需要采用脉冲密度调制方法。此种控制方式条件下功率器件开关转换时的电压为零，开关损耗可以忽略，有利于电路开关频率的提高，便于电力电子装置的集成。将常规SPWM波与双极性高频电压脉冲进行同步后，才能去控制矩阵变换器的开关管。同步后的SPWM波称为软化SPWM波。文献[8]以空间矢量生成SPWM波形方法为例，经分析后知软化SPWM波形与常规SPWM波形最大会产生一个高频脉冲的相移，软化后的SPWM波形如图2所示。该软化SPWM波按下述原则进行控制，可获得与常规SPWM波形基本相同的输出电压效果，也可使矩阵变换器的双向开关实现ZVS条件，降低开关损耗：（1）当某相软化SPWM波形为高电平时，若Ug＞0，则该相上管导通；若Ug＜0，则该相下管导通，但总使该相输出为正；（2）当某相软化SPWM波形为低电平时，若Ug＞0，则该相下管导通；若Ug＜0，则该相上管导通，但总使该相输出为负；（3）若Ug=0，则某相软化SPWM波形不论是高电平还是低电平，都能使该相桥臂开关进行开通和关断。

定义软化U*、Ug为“1”时呈高电平状态，反之呈低电平。定义开关函数：

根据以上控制原则列出真值表如表1所示。

表1 开关控制逻辑Tab.1 Control logic of switches

2 电路控制策略

本电路实现控制策略的关键在于如何将常规SPWM波进行软化及软化后的SPWM波形如何与矩阵变换器输入端双极性高频脉冲同步。为了使矩阵变换器的开关实现软开关，不能用常规SPWM波直接驱动变换器的开关管，而必须经过一定的处理，使得SPWM波与矩阵变换器输入端双极性高频脉冲同步后才能控制其开关管。这部分使SPWM波形与双极性高频脉冲同步的电路称为软SPWM波形产生电路[9]。实现软化SPWM波形的控制逻辑如图3所示。Ug是高频逆变桥产生的双极性高频交流脉冲列，SPWM信号是三相对称正弦调制波和三角载波比较后产生的常规SPWM波形，SPWM*为软化的SPWM波。软化后的SPWM波与矩阵变换器输入端高密度脉冲列的同步环节可由图4电路实现。

以产生U相开关控制信号为例，Ug为高频脉冲列，Vref为需要设定的基准值，此基准值的设定是为了将高频脉冲列归一化，两路信号Ug和Vref进行比较后产生的互补高频脉冲列(忽略死区时间)经过“或”门进行合成，合成后的信号反相后与反相软SPWM波相“与”，再经过信号反相器作为脉冲密度调制方式中进行正极性调制的信号，或门输出的信号与软SPWM波相“与”后作为脉冲密度调制方式中的负极性调制信号，然后经加法器进行信号合成，从而生成经PDM调制后与高频逆变桥变换的双极性高频脉冲同步的软化SPWM波Uu*。由表1可知，矩阵变换器的各桥臂上下管的驱动信号与软Ui*波的关系为：

由(2)式可知，通过“异或”门和“同或”门对软化SPWM波进行逻辑处理后可产生矩阵变换器各桥臂上下开关管的驱动信号，实现比较简单。

3 仿真结果及分析

本电路整个系统的仿真均由Saber软件来实现。仿真参数如下：输入直流电压U=100 V，移相角35°，移相电路上下管死区时间Td=3μ s，高频逆变桥的开关频率fs=25 kHz，脉冲密度调制部分调制波频率50 Hz，三角载波频率fc=2 kHz，变压器变比n1∶n2=1∶2。图5为矩阵变换器开关驱动信号与变压器电压部分放大波形。由图5知，矩阵变换器开关在高频逆变桥生成的电压凹槽处换相，实现了开关管的零电压换相，大大降低了开关损耗。图6(a)为常规SPWM波经软化同步处理并经脉冲密度调制后生成的软开关驱动信号，图6(b)是部分放大后的波形，以此种方式控制矩阵变换器的开关管，能大大降低开关损耗。图7为滤波器前端输出的单极性SPWM波。图8为输出线电压的频谱分析图，输出线电压频率除50 Hz以外还有一定的高次谐波。

4 结束语

针对此拓扑提出了一种将移相控制思想、正弦脉宽调制和脉冲密度调制方式相结合的控制策略，此控制方法思路清晰，实现过程简单。我们还进行了仿真研究，由仿真结果知理论分析与仿真结果是一致的，验证了该控制策略的正确性。

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[4]ALESINA A,VENTURINI M.Analysis and design of optimumamplitude nine-switch direct AC-AC converter[J].IEEE Trans Pow Elec,1989,4（1）：101-112.

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[9]贺昱曜,李宏,何华.一种新型软化SPWM波形合成方法及谐波分析[J].中国电机工程学报,2002,22(12):118-122.