基于无源电压纹波注入的24脉航空交直流变换器

史艳博, 葛红娟, 王永帅, 潘怡晨

(1.南京航空航天大学 民航学院, 江苏 南京 211106; 2.南京航空航天大学 自动化学院, 江苏 南京 211106)

深入探索和实践多电飞机(more electrical aircraft, MEA)技术既符合“洁净天空”和“绿色发展”的概念,也是降低运行和维修成本的方法之一[1]。多电飞机在起飞和降落工况下,交流电源系统频率在360～800 Hz变化,在巡航阶段交流电源频率为400 Hz。不控AC/DC变换器,即变压整流器(transformer rectifier unit, TRU)将115 V 360～800 Hz变频交流电压转换成270 V 高压直流,再通过逆变单元为环境控制系统(environmental control system, ECS)等大功率负载供电。由于功率大,负载变化和切换频繁,TRU需要在交流电源的360～800 Hz全频段,保持对电源电流谐波抑制性能[2-3],不会影响机载电能质量。

TRU的脉波数直接影响输入电源侧的电流谐波含量,采用多脉波整流技术改善输入侧电流谐波污染是机载电源质量提升的主要方法[4]。输出滤波前,12脉TRU的输入侧电流谐波含量(total harmonic distortion,THD)为15.2%,24脉波TRU的THD为7.6%[4]。

提高TRU脉波数的方法主要有以下4种:1)增加TRU前端移相变压器二次侧超前移相绕组和滞后移相绕组的数量[5-6],会在一定程度上,引起移相变压器结构对称性失衡,引进非特征次谐波污染。2)增加IPR抽头数[7-8],达到注入电压纹波增加脉波数的目的,但IPR抽头二极管与负载串联,损耗较大,发热影响可靠性。3)通过引进单相高频(pulse width modulation, PWM)变换器有源辅助电路,通过调制策略抑制谐波[9-10],存在高频电磁辐射污染的可能。4)基于辅助电路注入电压纹波增加脉波数[11-13],目前基于该方法构建的无源辅助电路对负载动态变化的适应性较差,IPR容量大、绕组利用率较低[14]。

本文提出一种基于无源电压纹波注入单元(passive voltage ripple injection unit,PVRI unit)的24脉波航空TRU,其PVRI单元仅使用2个二极管,结构简单,系统容量更小。

1 拓扑结构与运行模态

本文提出的24脉波TRU拓扑结构如图1所示。12脉移相变压器后续连接2组三相整流桥(Rec I、Rec II),并通过IPR与负载相连。PVRI单元由一个半桥均压电路和二极管串联纹波注入单桥臂构成,无需驱动控制电路。前端12脉波TRU可等效为2个直流电压源S1和S2,后端PVRI单元与其组合实现脉波倍增。

图1 24脉波TRU拓扑结构Fig.1 Circuit configuration of the 24-pulse TRU

PVRI 单元提取交流电压纹波能量,注入到直流母线,产生具有15°相移的附加电压,形成24个具有15°相位差的输出脉波。此时,S1和S2以3种模式运行:混合模式即并联运行、S1单独运行和S2单独运行,运行过程分析如下。

定义前端12脉波移相变压器的输入输出电压比值为K:

K=U/Ui

(1)

式中:U和Ui分别为12脉移相变压器输入、输出电压有效值。IPR的匝比可定义为:

(2)

式中:Np1和Np2分别为IPR一次侧绕组AO和BO段匝数;Np和Ns分别为IPR一次侧和二次侧的总匝数。

假设电源侧输入为:

(3)

整流桥组Rec I和Rec II的输入为2组30°相位差的交流电压,整流后得到ud1和ud2为:

(4)

电容C1和C2两端的电压uRC1和uRC2为:

uRC1=uRC2=ud/2

(5)

1)当24脉波TRU处于图2所示的运行模态I时,ud1>ud2,us

图2 运行模态I和负载电压矢量Fig.2 The operation mode I and load voltage vector

输出电压ud表示为:

(6)

根据基尔霍夫电流定律(Kirchhoff′s current law, KCL)和磁动势平衡原理可得IPR绕组电流ip1、ip2和is为:

(7)

由式(7),IPR绕组电压up1、up2和us表示为:

(8)

2)当24脉波TRU处于如图3所示的运行模态II时,ud1>ud2,us>uRC1,纹波注入二极管D1正向偏置导通,D2反向偏置关断,等效直流源S1单独运行。

图3 运行模态II和负载电压矢量Fig.3 The operation mode II and load voltage vector

输出电压ud表示为:

(9)

IPR绕组电流ip1、ip2和is为:

(10)

IPR绕组电压up1、up2和us表示为:

(11)

3)当24脉波TRU处于如图4所示的运行模态III时,ud1uRC2,纹波注入二极管D2正向偏置导通,D1反向偏置关断,等效直流源S2单独运行。

图4 运行模态III和负载电压矢量Fig.4 The operation mode III and load voltage vector

输出电压ud表示为:

(12)

IPR绕组电流ip1、ip2和is为:

(13)

IPR绕组电压up1、up2和us表示为:

(14)

TRU呈现24脉波特性,则必须满足的条件为:

(15)

即:

(16)

2 输出电压纹波与IPR匝比

由第1节分析可知,IPR二次侧绕组电压us与ud的关系决定了PVRI的3种工作模态将按照模态I、模态II、模态I、模态III的顺序交替运行[10]。

由式(6)、(9)和(12),可推导得到ud为:

(17)

式中θ为24脉波TRU模态转换导致的相角。

由式(17)可知,输出电压ud在输入交流电压的一个周期内有24个脉波。当k=0、ωt=0时,输出电压ud有极小值,此时也是PVRI运行模态转换的临界点:

(18)

相角θ与IPR匝比β有关,表示为:

(19)

纹波系数γu解算为:

(20)

式中:Udmax、Udmin和Udav分别为输出电压最大、最小值和平均值,根据式(17),Udmax、Udmin和Udav分别为:

(21)

(22)

(23)

当24脉波TRU处于运行模态II或III时,分别调节Rec I 和Rec II的输出电压矢量,形成新的电压矢量,其幅值大于原有的电压矢量幅值:

(24)

IPR匝比β的范围为:

(25)

纹波系数γu为:

(26)

当24脉波TRU处于运行模态I时,分别调节Rec I 和Rec II的输出电压矢量,形成新的电压矢量,其幅值小于原有的电压矢量幅值:

(27)

IPR匝比的范围为:

(28)

纹波系数γu为:

(29)

可见,γu为与β唯一相关的分段函数,如图5所示。γu随着IPR匝比β的增大先降低后升高,纹波系数γu最小值为0.46%,此时,24个输出电压矢量幅值相等、相位相差15°。随着β进一步加大,纹波系数γu的增速逐渐放缓,最后逼近12脉TRU的电压纹波系数。

图5 输出电压纹波系数与IPR匝比关系Fig.5 Relationship between the output voltage ripple factor and the IPR turn ratio

3 输入电流谐波与优化设计

由图1可见,整流桥输出电流id1和id2即为IPR一次侧两段绕组的电流ip1和ip2,综合IPR 3种运行模态时,id1、id2和IPR二次侧电流is的表达式(7)、(10)和(13),可得:

(30)

(31)

id2=id1≮(-π/6)

(32)

为了便于原理分析,引入开关函数的概念,Sa1、Sb1、Sc1、Sa2、Sb2和Sc2为开关函数,分别表示为:

(33)

(34)

前端移相变压器2组输出电流ia1、ib1、ic1、ia2、ib2和ic2用开关函数分别表示为:

(35)

根据磁动势平衡原理和KCL:

(36)

式中:NTp,NTs1和NTs2分别为前端移相变压器一次侧和二次侧每相绕组的匝数;ia2b2、ib2c2和ic2a2分别为前端移相变压器二次侧三角形绕组相电流。

以A相为例,分析输入电流谐波特性,ia为:

(37)

A相输入线电流ia在一个周期内含有24个对称阶梯波,ia为与IPR绕组匝比β有关的奇谐函数,进行傅氏级数展开,在区间[0, π/2]内ia表示为:

(38)

ia的有效值Ia和基波有效值I1分别为:

(39)

(40)

THD为:

(41)

可见,输入线电流的THD与IPR匝比有关,表示为图6。输出电压纹波最小时γu=0.004 6,IPR匝比β=7.087,此时输入电流THD为7.55%。分析其他主要谐波次数如图7,可见5、7、17次和19次谐波已被完全消除,11和13次谐波被有效抑制,23和25次成为谐波主要含量。

图6 A相输入线电流THD与β的关系Fig.6 Relationship between THD and turns ratio β

图7 主要次谐波含有率随IPR匝比的变化曲线Fig.7 Variation curve of major harmonics ratio with IPR turns ratio

由式(39)和(40),推导TRU的功率因数η为:

(42)

式中φ1为基波ia的相角。

4 IPR容量

当24脉波TRU工作IPR绕组匝比β=7.087时,由式(17)推导出TRU输出电压有效值Ud为:

Ud=2.360 6Ui

(43)

由式(8)、(11)和(14),推导up1和us分别为:

(44)

(45)

当β=7.087时,电压Up1和Up2和Us分别为:

Up1=Up2=0.066 12Ui

(46)

Us=0.970 8Ui

(47)

由式(30)和(31),推导ip1、ip2和is有效值为:

(48)

当β=7.087时,PVRI的功率Px和IPR容量PIPR为:

Px=UsIs=1.88%UdId=1.88%Po

(49)

PIPR=(Up1Ip1+Up2Ip2+UsIs)/2=2.58%Po

(50)

表1给出了不同类型TRU的IPR匝比和容量。与其他基于辅助电路的TRU相比,本文提出的24脉TRU的IPR容量最小,为2.58%Po;略高于传统12脉TRU和双抽头IPR的24脉TRU的IPR容量。

5 12脉波与24脉波TRU对比实验研究

结合实际情况,取值IPR一次侧和二次侧绕组实际匝比β=7.1,研制了TRU样机;借助于Chroma 61704可编程交流电源、电流探头CP8030B等,搭建实验验证平台如图8所示。

图8 实验平台Fig.8 Experimental Set

1)除去PVRI单元,系统以12脉TRU状态工作。试验结果如图9所示,输出电压明显波动;输入线电流在一个周期即2.5 ms内,有12个阶梯波,FFT分析得到谐波含量理论值为13.82%;由于磁性器件漏感的存在,THD实测值为15.2%。

图9 除去PVRI单元,TRU工作状态Fig.9 Experimental results without the PVRI

2)接上PVRI单元,系统以24脉TRU状态工作。试验结果如图10所示,输出电压比较平滑;输入线电流在一个周期即2.5 ms内,有24个阶梯波,FFT分析得到谐波含量理论值为5.58%;由于磁性器件漏感的存在,THD实测值为7.55%。

图10 24脉波TRU工作状态Fig.10 Experimental results of 24-pulse TRU

3)针对除去PVRI的12脉TRU和含有PVRI的24脉TRU,输入电源频率400 Hz,测试它们在50%、75%和100%负载情况下,输入电流的谐波含量,如图11所示。进一步改变输入电源频率和负载,测试结果表明,本文提出的拓扑在不同负载和输入电源全频段范围内,源侧电流谐波含量均在10%以下,满足航空航天标准要求。

图11 不同工况下12脉和24脉TRU输入电流谐波含量Fig.11 Input current THD of 12 pulse and 24 pulse TRU under different working conditions

4)针对本文24脉TRU,在360～800 Hz内,改变输入电源频率,测试输入电流和输出电压,结果如图12所示,结果可见,输入宽频范围内,TRU输入输出结果良好。

图12 不同电源频率时,负载电压与输入电流Fig.12 Load voltage and input current under different frequency

5)额定负载条件下,改变输入电源频率,分别测试源侧3相功率因数,如表2;结果表明,360～800 Hz宽频范围内,75%以上负载情况下,功率因数近似为1。

表2 不同工况下功率因数Table 2 Power factor under different conditions

6 结论

1)本文提出的基于无源电压纹波注入单元的多脉波航空变压整流器拓扑正确可行,并且结构简单、易于实现,该拓扑尤其适用于航空线性AC-DC变换,不但结构简单、可以克服PWM调制可能引起高频电磁干扰的缺点,而且输入侧电流谐波也被抑制在航空标准允许的范围内,具有较好的应用前景。

2)研究了本文提出的TUR工作模态、IPR匝比与输出电压纹波、IPR匝比与源侧输入电流谐波等关系,开展了优化设计,方法可推广使用到其它TRU设计中。本文同时比较分析了几类TRU的IPR等效容量,可以看出,在基于辅助电路的TRU拓扑中,本文拓扑的IPR容量最小。

3)利用交变纹波电压注入至直流母线使输出电压脉波倍增、纹波降低的方法,完善了航空TRU的谐波抑制理论;本文实现脉波倍增的方法可以扩展使用到其他脉波数的TRU以及相关的拓扑中。