一种适用于DC/DC 变换器的双向磁反馈电路研究

高东辉（中国电源学会会员），贺啟峰，蔡可红，徐成宝

（中国电子科技集团公司第四十三研究所，合肥 230088）

对于复杂的直流供电系统而言，为了避免不同直流电源输出地线之间出现交叉耦合干扰，一般对电源的初、次级有电气隔离要求，相应地，控制电路也要求实现电气隔离[1-7]。目前应用较为广泛的隔离反馈方式主要有光耦隔离反馈和磁隔离反馈2 种。

光耦由于电流传输比CTR（current transmission ratio）易受空间辐射和温度的影响，无法适用于温度范围宽、动态特性和抗辐射能力要求高的场合[8-10]，其在国内航空航天领域是禁用的。目前国际上只有少量航空航天级电源产品采用高可靠的光电耦合器件做反馈应用。

磁反馈由于具备可靠性高、温度稳定性好、抗辐射能力强和使用寿命长等优点被广泛应用于航空航天电源的设计中。目前多种磁反馈形式可供航天变换器输入与输出隔离应用，其中幅值调节磁反馈因其具有简单的电路结构和较好的传输特性而被广泛应用。

目前国内外相关文献对光耦隔离反馈式DC/DC 变换器的研究较多，但是关于磁反馈电路的研究资料和文献较少。文献[11-12]介绍了常用的3 种幅值调节磁反馈电路，除直接耦合式磁反馈电路外，另外2 种电路均需额外的次级供电电压，且脉冲采样电路位于初级；文献[13]介绍了一种脉冲采样电路位于次级的磁反馈电路，其结构较为复杂，且同样需要额外的次级供电电压；为了解决次级供电电压的问题，文献[14]提出了一种正反激式双向磁反馈隔离电路，磁反馈变压器采用三绕组结构，对其工作原理做了详细介绍，但是对磁反馈电路的具体工作状态及电路设计论述得不够详细。

本文对上述磁反馈电路进行回顾，并详细分析和对比其优缺点。对文献[14]提出的磁反馈电路进一步优化，在实现相同功能的前提下以双绕组磁反馈变压器替代三绕组磁反馈变压器，有效减小了磁芯体积，简化了电路结构，同时减小了关键元器件的电压应力，提高了电路可靠性。

1 3 种幅值调节磁反馈电路对比

磁反馈电路结构如图1 所示，核心元器件为一个磁隔离变压器，在其外围辅以元器件开关管、二极管、电阻、电容等构成调制-解调器，将误差信号由次级传递至初级，从而完成信号电路的初、次级隔离功能。

图1 开关电源磁隔离反馈结构Fig.1 Structure of isolated magnetic feedback circuit for switching power supply

文献[11]给出了目前应用比较广泛的3 种幅值调节磁反馈结构，分别是正激式磁反馈、反激式磁反馈和直接耦合式磁反馈，其具体电路结构如图2所示。

图2 3 种幅值调节磁反馈电路结构Fig.2 Three kinds of amplitude modulation magnetic feedback circuit structure

对比3 种幅值调节磁反馈电路，直接耦合式磁反馈电路虽然电路简单、易于实现，但其控制精度低，一般只在小功率小体积电源中应用较多；正激式和反激式磁反馈电路在控制精度方面表现优越，但是均需增加额外的辅助电路，同时次级信号电路的供电电压一般均取自于输出电压，当DC/DC 过流保护或短路保护时，输出电压降低会导致次级信号电路无法正常工作。

2 正-反激式双向磁反馈电路

基于图2 中的正激式和反激式磁反馈电路，为了有效解决次级信号电路的供电问题，文献[14]提出了一种正-反激式双向磁反馈电路，如图3 所示。

图3 正-反激式双向磁反馈电路结构Fig.3 Structure of forward-flyback bidirectional magnetic feedback circuit

磁反馈变压器T2次级采用双绕组结构，在一个工作周期内，T2在正激和反激2 种模态下交替工作。在反激工作模态时，通过次级绕组Ns2将次级信号VFB传递至初级；在正激工作模态时，通过次级绕组Ns1给次级信号电路提供供电电压。

与前述的正激、反激式磁反馈电路相比，次级信号的供电电压由T2提供，在DC/DC 处于过流或短路状态时，供电电压不受输出电压影响，次级信号电路仍保持正常工作。

该种电路的磁反馈变压器有3 个绕组，其中初级1 个绕组，次级2 个绕组，增加了磁反馈变压器的体积和绕制难度。为解决该问题，在图3 的基础上提出了一种简化的正-反激式双向磁反馈电路结构如图4 所示。

图4 简化的正-反激式双向磁反馈电路结构Fig.4 Structure of simplified forward-flyback bidirectional magnetic feedback circuit

与图3 的电路结构相比，图4 中磁反馈变压器次级仅1 个绕组，在次级增加2 个二极管，通过4个二极管在一个周期内交替导通实现T2的正激和反激模态切换。此种结构在减小了T2体积和绕制难度的同时保持了原有性能。

对比图3 和图4 的电路，在仅将磁反馈变压器由3 绕组更改为2 绕组结构，其余条件保持不变的情况下，磁反馈电路的初级元器件承受的电压、电流应力是基本一致的，两者的主要区别在于磁反馈电路的次级。两种电路结构次级元器件的关键电压、电流波形对比如图5 所示。

图5 2 种电路结构的次级关键电压、电流波形对比Fig.5 Comparison of secondary key voltage and current waveforms between two circuit structures

由图5 可见，2 种电路次级元器件流过的电流基本一致，2 绕组结构相比于3 绕组结构，二极管CR4、CR5和三极管Q3承受的电压应力均显著减小。

综上所述，采用图4 所示的结构相比于图3 而言，不仅可以减小T2的磁芯尺寸，同时可以显著减小磁反馈电路次级关键元器件承受的电压应力，从而提高电路的可靠性。

3 正-反激式双向磁反馈电路分析

图4 中的磁反馈变压器初级脉冲采样电路在实际电路中通常通过三极管辅以阻容元件实现，采样开关控制信号一般由初级PWM 控制器的振荡信号通过比较器生成，实际中磁反馈变压器的初、次级匝比通常为1∶1，电路原理如图6 所示，电路关键点仿真波形如图7 所示。

图6 正-反激式双向磁反馈电路原理Fig.6 Schematic of forward-flyback bidirectional magnetic feedback circuit

图7 磁反馈电路关键点仿真波形Fig.7 Key simulation waveforms of magnetic feedback circuit

由图7 可见，该磁反馈电路在一个周期内的工作过程可分为4 个阶段，分别对应阶段1[t0～t1]、阶段2[t1～t2]、阶段3[t2～t3]和阶段4[t3～t4]，4 个阶段的工作电路如图8 所示。VCC作为次级供电电源主要为次级运放以及电压基准等信号电路供电，此时次级信号电路相当于次级供电电源VCC的负载，可用等效电阻Req表示。

图8 不同阶段的工作电路Fig.8 Working circuit in different modes

对4 个阶段的工作原理详细分析如下。

阶段1[t0～t1]：t0时刻，三极管Q2导通，磁反馈变压器初级绕组电压VLM为正，二极管CR3截止，次级二极管CR5、CR6截止，CR4、CR7导通，T2工作于正激模式，初级向次级传输能量，为次级信号电路提供供电电压VCC。阶段1 的工作电路如图8（a）所示，在此阶段，磁反馈变压器初级励磁电流iM由于VLM的作用线性增加，原边电流iC等于iM与次级信号电路所需供电电流is之和，可认为是定值。

阶段2[t1～t2]：t1时刻，三极管Q2关断，磁反馈变压器开始去磁，iM减小，VLM变为负值，二极管CR3导通，次级二极管CR5、CR6导通，CR4、CR7关断，T2工作于反激模式，次级信号VFB从次级传递至初级，完成信号反馈功能。阶段2 的工作电路如图8（b）所示，在此阶段，VLM为VFB、CR5和CR6导通电压、Q3的b-e 极导通电压三者之和，iM线性减小，直至t2时刻，iM减小到0，磁反馈变压器完成去磁。

阶段3[t2～t3]：t2时刻，iM减小到0，磁反馈变压器完成去磁。t2时刻后，Q2的输出电容和变压器励磁电感LM发生谐振，初、次级二极管CR3～CR7均截止，直至t3时刻，谐振结束。阶段3 的工作电路如图8（c）所示，谐振周期可表示为

式中：CEC为三极管Q2集电极和发射极间的等效寄生电容。

阶段4[t3～t4]：t3时刻谐振结束，此时磁反馈变压器中的电压和电流均为0，一直维持到t4时刻至下一个周期开始。

4 正-反激式双向磁反馈电路设计

如图6 所示，正-反激式双向磁反馈电路设计是否合理的关键在于脉冲采样电路、采样-保持电路和磁反馈变压器的设计。同时对于空间辐射环境而言，在设计时需要考虑空间辐射效应对磁反馈电路的影响。

4.1 脉冲采样电路设计

如图6 所示，可以设置脉冲采样电路中的三极管Q2分别工作在放大状态和饱和状态。根据Q2的工作状态，脉冲采样电路可工作在恒流模式或恒压模式。当Vpulse为低电平时，脉冲采样电路的等效电路如图9 所示。

图9 Vpulse 为低电平时脉冲采样电路等效电路Fig.9 Equivalent circuit of pulse sampling circuit when Vpulse is at low level

当Q2工作于放大状态时，脉冲采样电路工作于恒流模式。假设Q2的电流放大倍数为β，当三极管工作在放大状态时，其基极电流iB很小，可忽略不计，则有

式中：VB为三极管Q2的基极电压；VCC1为DC/DC变换器初级辅助供电电源电压；电阻RB1和RB2构成分压网络为Q2提供基极电压。

根据基尔霍夫电压定律可得

式中：RE为连接在VCC1和Q2发射极之间的电阻；iE为流过电阻RE的电流；Veb为Q2发射极-基极导通压降。

则有

VCC1通常与DC/DC 变换器的初级芯片供电电压保持一致，这里取VCC1=10 V。当Q2工作于放大状态时，Veb可认为是定值，取Veb=0.7 V。那么，脉冲采样电路的输出电流iC仅取决于电阻RB1、RB2和RE。

恒流模式下，脉冲采样电路关键点仿真波形如图10 所示。由图10 可以看出，Vpulse为低电平时，VB＞VC，Q2工作于放大状态。在恒流工作模式下，次级供电电流ieq为is的平均值，is取决于iC，当iC恒定时，is也恒定。此时次级供电电压VCC取决于次级等效负载Req的大小。

图10 恒流模式下脉冲采样电路关键点仿真波形Fig.10 Key simulation waveforms of pulse sampling circuit in constant-current mode

根据式（4），在供电电压VCC1、三极管基极电压VB和电流放大倍数β 确定的情况下，Q2基极电流iB的值取决于电阻RE，减小RE直至βiB大于三极管的集电极饱和电流iC（sat）时，Q2进入饱和工作状态，脉冲采样电路工作于恒压模式，此时Q2等效为开关管。

恒压模式下，脉冲采样电路关键点仿真波形如图11 所示。由图11 可以看出，Vpulse为低电平时，VB＜VC，Q2工作于饱和状态。在恒压模式下，Vec=0.3 V，此时次级供电电压VCC取决于初级供电电压VCC1。在VCC1恒定时，初、次级供电电流iC和ieq均取决于次级等效负载Req的大小。

图11 恒压模式下脉冲采样电路关键点仿真波形Fig.11 Key simulation waveforms of pulse sampling circuit in constant-voltage mode

2 种工作模式的电路特性对比如表1 所示。由上述分析可知，可以通过改变电阻RE的大小来改变Q2的工作状态，进而设置脉冲采样电路工作于恒流模式或恒压模式。

表1 2 种工作模式电路工作特性对比Tab.1 Comparison of circuit characteristics in two working modes

恒流模式下，电流iC恒定，但与三极管的电流放大倍数β 呈正相关。考虑空间辐射环境，总剂量效应会导致β 急剧下降，三极管若工作在放大状态会导致iC减小，进而导致次级供电电压VCC减小，会对次级信号电路的工作状态产生较大影响。

恒压模式下，三极管工作于饱和状态，当初级供电电压VCC1恒定时，次级供电电压VCC也为定值，与β 无关，可见其对空间辐射环境不敏感，故通过设置电阻RE使脉冲采样电路工作于恒压模式。

由式（4）可知

为简化分析，可取RE=0，此时基极电流可表示为

在实际工作中，通过合理设置电阻RB1和RB2即可设置三极管Q2的基极电流iB为期望值。

此时，次级供电电压VCC可表示为

式中：Vec（sat）为三极管Q2饱和时射极-集电极的饱和导通压降，通常取Vec（sat）=0.3 V；VF为二极管的导通压降，通常取VF=0.7 V。可以根据实际需要通过电阻RC微调次级供电电压VCC的大小，通常电阻RC取值较小。

4.2 采样-保持电路设计

采样阶段的电路如图8（b）所示，磁反馈变压器工作于反激模式，次级信号VFB从次级传递至初级。此时，VFB和初级采样得到的信号V'FB关系为

式中：VF为二极管的导通压降；Veb为三极管e-b 之间的导通压降。式（8）可进一步简化为

VFB必须设置在合适的范围以保证次级信号能够正确传递到初级。

DC/DC 变换器在实际工作中，输出负载由空载变化到满载时，如图8 所示，PWM 控制器内部误差放大器的输出VE是动态变化的。假设空载时输出为VE（min），满载时输出为VE（max），空载到满载切换时，变化量为ΔVE。由图8（b）可知，VE和V'FB的关系为

式中：VREF由PWM 控制器的基准电压提供，通常为5 V；VREF1为PWM 控制器内部基准电压，通常为2.5 V。

由式（9）和式（10）可得，输出负载由空载变化到满载时，次级信号VFB的变化值ΔVFB为

式（10）和式（11）是设计采样-保持电路中电阻R1、R2和R3的依据。

在实际工作中，次级信号VFB的最大值必须低于次级供电电压VCC，并留有一定裕量。根据期望VFB以及ΔVFB的值，在确定其中一个电阻的值后，即可计算得出另外两个电阻的值。实际设计时可能需要一定次数的迭代以达到最优值。电容C2的值可以通过采样-保持时间计算得出，C2取值越大，采样得到的V'FB的纹波越小，但采样的延迟时间越长，设计时需折衷考虑。

轻载到重载切换时，磁反馈变压器的初级绕组电压和励磁电流仿真波形如图12 所示。

图12 轻载-重载切换时磁反馈变压器仿真波形Fig.12 Simulation waveforms of magnetic feedback transformer during switching between light and heavy loads

由图12 可见，重载到轻载切换时，次级信号VFB由大变小，磁反馈变压器的去磁时间逐渐增加，容易进入饱和状态，故需控制ΔVFB的大小，避免磁反馈变压器在轻载时进入饱和状态。同时磁反馈变压器工作于正激模式的时间Ton不宜过长，否则磁反馈变压器也容易饱和，一般设置Ton=（15%～25%）Ts为宜。

4.3 磁反馈变压器设计

磁反馈变压器在一个周期内承受的电压波形和励磁电流波形如图7 所示。由励磁电流波形可知，磁反馈变压器的工作状态与正激变压器类似，可按照正激变压器的设计方法设计磁反馈变压器。通常情况下，次级供电电压VCC最大不超过10 V，次级供电电流ieq最大不超过10 mA，即磁反馈变压器的最大输出功率Po（max）=0.1 W，传输功率非常小，损耗可以忽略不计，综合考虑尺寸和性能，优选小尺寸的环形磁芯进行制作。

先使用AP 法确定使用的磁芯尺寸，即

式中：f 为磁反馈变压器工作频率；Bm为磁性允许的最大磁通密度。选择美磁（Magnetics）公司F 材料的铁氧体磁芯，查阅手册选取Bm=0.3 T，假定开关频率f=500 kHz，则根据式（12）计算可得

根据计算得出的AP 值，选取美磁型号为YF40502TC 的磁环，磁环内径为2.24 mm，外径为3.94 mm，高度为1.27 mm，其AP=0.0003 cm4，满足要求。

磁反馈变压器初、次级圈数一致，可表示为

式中：Ui为磁反馈变压器绕组承受的端电压；D 为磁反馈变压器工作于正激模式的占空比；T 为磁反馈变压器工作周期；Ae为磁芯等效截面积；ΔB 为最大交流磁通密度。

将Ui=10 V，D=0.2，T=2 μs，Ae=1.05 mm2，ΔB=0.13 T 代入式（14）得到N=29.3，故可设置磁反馈变压器的绕制圈数为30。由于变压器传输电流和功率均很小，故选取直径为0.10 mm 的漆包线绕制即可。

5 实验结果

为了验证理论分析和仿真结果的正确性，将正-反激式双向磁反馈电路应用到一款20～50 V输入、6.3 V/16 A 输出的DC/DC 变换器中，如图6所示。PWM 控制器采用TI 公司的UC3843，初级供电电压设置约为11 V。根据前述分析结果及实际电路应用要求，磁反馈电路的参数设计如表2 所示。

表2 磁反馈电路参数设计Tab.2 Parameter design for magnetic feedback circuit

当DC/DC 变换器工作在空载和满载状态时，磁反馈电路的关键工作波形如图13 所示。实验结果与图11 的仿真波形一致，验证了理论分析与仿真结果的正确性。

图13 空载和满载状态时磁反馈电路关键工作波形Fig.13 Key working waveforms of magnetic feedback circuit under no-load and full-load conditions

从图13 可以看出，在Vpulse为低电平时，三极管的基极电压VB大于集电极电压VC，三极管工作于饱和状态。但是空载和满载时，VC的负电压不同，分别为-7.0 和-8.6 V，即V'FB在空载和满载时不相同，与图12 的仿真波形一致。

空载和满载时，VC和进一步对比波形如图14 所示。

图14 空载和满载状态时VC 和 工作波形对比Fig.14 Comparison of working waveforms between VC and under no-load and full-load conditions

由图14 可见，重载到轻载切换时，次级信号VFB由大变小，磁反馈变压器的去磁时间变长，易进入饱和状态，实验结果与前述理论分析一致。

由上述分析可知，次级信号VFB的变化值ΔVFB取决于电阻R2和R3的比值，增大R3至62 kΩ，空载-满载切换时，VC的电压对比波形如图15 所示。

图15 R3 取62 kΩ，空载-满载时VC 工作波形对比Fig.15 Comparison of working waveforms of VC under no-load and full-load conditions when R3=62 kΩ

由式（11）可知，重载到轻载切换时，增大R3，ΔVFB减小。由图15 可见，增大R3至62 kΩ，重载到轻载切换时，VC的电压基本重合，ΔVFB很小，从而验证了理论分析的正确性。

6 结语

本文分析对比了幅值调节式磁反馈电路的工作原理，并以此为基础引入正-反激式幅值调节双向磁反馈电路，对该电路进行改进，在实现相同功能的前提下，以双绕组变压器替代三绕组变压器，有效减小了磁芯体积，简化了电路结构，同时减小了磁反馈电路次级关键元器件承受的电压应力，提高了电路可靠性。该电路除了具有传统幅值调节式磁反馈电路的优点，还能同时为DC/DC 电源的副边信号电路提供供电电源。文中详细分析了该电路的工作原理、脉冲采样电路关键参数和磁反馈变压器的设计方法，理论分析、仿真和实验结果均表明该种磁反馈电路的适用性和有效性，并为工程设计提供了理论指导。