一种三电平NPC 变换器中点电位平衡控制策略

蒋佳琛，一政

（1.天水电气传动研究所集团有限公司，甘肃 天水 741020；2.大型电气传动系统与装备技术国家重点实验室，甘肃 天水 741020）

随着电力电子技术的发展，三电平NPC变换器因其独特的拓扑结构，且具有输出电压正弦度好、谐波小等优点，广泛应用于高电压大功率交流调速、有源滤波、无功补偿以及新能源等领域。但三电平NPC变换器研究的关键问题在于直流母线中点电压的平衡控制［1］，此问题的存在严重影响了装置的可靠性和稳定性。因此，对三电平NPC变换器直流侧中点电压平衡问题的研究具有十分重要的意义［2］。

本文以三电平NPC变换器为研究对象，重点研究调制模式对其中点电位的影响，确定了通过改变偏移量P的大小来改变三电平NPC变换器的调制模式，进而达到直流侧中点电位平衡的方法。

1 直流侧中点电位不平衡原因

三电平NPC变换器中点电位不平衡最直接的表现是直流侧上、下电容的电压不均衡。其实质是在一个周期内中点电流流入和流出不相等，中点电压变化量不为零，即充放电电压不相等，导致中点电压不平衡。下面对直流侧中点电位不平衡的原因进行具体分析。

（1）空间矢量调制法的影响。三电平NPC变换器共有27个空间矢量，这些矢量分为四类：零矢量、小矢量、中矢量、大矢量。零矢量和大矢量对中点电位没有影响，小矢量和中矢量对直流侧中点电位会产生影响，其带来的影响与网侧电流的现状有关；而成对小矢量对直流侧中点电位作用相反。传统电压矢量脉宽调制策略只要采用成对小矢量，就具有直流侧电位自我调节的能力，但这种中点电位自我调节能力是受脉宽调制限制的。由于成对小矢量本身的作用时间很短，调整的力度会很小，所以自我调节的能力很弱。如果有不成对的小矢量使用，那么势必会对中点电位产生影响，不同区域的累积，就会使得直流侧中点电位的偏移很大。

（2）死区的影响。在三电平NPC变换器实际应用中，通常都需加入死区来避免桥臂直通、确保功率器件可靠换相，从而保证装置可靠稳定工作。但由于死区的加入，使得原本成对的小一组矢量变成成对不等时或者不成对，导致直流侧中点电位不平衡。

（3）由于工艺等原因，直流侧两个电容的参数不可能完全一样。这种差异的存在也是直流侧中点电位不平衡的一种原因。另外，直流侧中点电位的偏移还受电容容量的影响，电容容量越大，在相同电流作用下其产生的偏移就会越小。

（4）负载类型的影响。三电平NPC变换器根据功能通常分为整流器和逆变器。作为整流装置使用时，其负载多种多样，分类标准不同，类型也不同。通常有线性负载或非线性负载，对称负载或非对称负载，阻性或者感性负载。负载的性质不同，对于直流侧中点电位的影响程度也不同。比如，阻性负载对中点电位平衡的影响较小，感性负载对中点电位平衡的影响较大。作为逆变器使用时，若采用脉宽调制策略，这种策略也会造成直流侧中点电位偏移现象。另外，直流侧中点电位的偏移程度不仅和负载的种类有关，还受到负载功率等级大小的影响。

（5）成对的小矢量会使直流侧中点电位具有自我调节的能力。在实际的闭环控制中，即使能够保证成对的小矢量等时长使用，但也不能保证同一时刻使用。这种情况的存在也会使直流侧中点电位不平衡，其带来的影响程度与采用的闭环控制策略和控制参数有关。

在实际的装置设备中，导致中点电位不平衡的原因还有很多。结合以上分析，把这些原因分为两类：一类是由采用的脉宽调制策略本身决定的，另一类是由于负载导致的。因此，本文为了解决直流侧中点电位不平衡问题，从脉宽调制策略入手，优化脉宽调制策略，采用闭环控制策略去调节直流侧中点电位。

2 三电平NPC变换器的工作模式

脉宽调制技术（PWM）调制方式的选择对变换器的工作性能是至关重要的。本文采用载波法，在三电平拓扑中，载波调制又分为单调制波双载波和双调制波单载波两种调制方式［3］。前者较为常用，后者研究较少。本文基于双调制波单载波的调制方式，主要分析调制方式的基本原理，通过偏移量和调制度的关系确定调制模式，从而分析不同调制模式下三电平NPC变换器的工作特性［4］。

2.1 双调制波单载波的基本原理及调制模式

双调制波单载波脉宽调制的控制方法是将传统的正弦脉宽调制(SPWM)的每相1个调制波引入偏移量得到2个调制波，然后和一个三角波载波进行比较，产生脉冲调制信号，控制开关管的开通与关断［5-6］。三相调制波与三角载波相交如图1所示。

图1 双调制波单载波调制原理图

三电平NPC变换器每相的1、3管与2、4管都是互补运行的，即控制1管的脉冲信号与3管相反，控制2管的脉冲信号与4管相反。因此，只需要得到每相1、2管的脉冲信号，分别取反后就是3、4管的脉冲信号。三电平NPC变换器双调制波单载波调制方法框图如图2所示。

图2 三电平NPC变换器双调制波单载波调制原理框图

图中P为偏移量，Ur（r=a，b，c）为三相调制电压，根据图1可以得到两组三相调制电压为：

其中M为调制电压的峰值，即调制度。采用三角载波，幅值设为1。通过比较第一组调制波Ur1与载波Uz的大小来控制1、3管，当Ur1>Uz时，1管开通，3关断；否则1关断，3开通。通过比较第二组调制波与载波Uz的大小来控制2、4管，原理与控制1、3管时相同。

根据调制原理，可以确定调制度M范围为0

当P＝0时，为单极性模式；

当P不等于0时结合仿真波形图3，此时调制波Ua1的峰值等于载波峰值时，开始出现从部分双极性到双极性的过渡。如ua1的峰值等于-M+P,载波的幅值固定为1，进行如下推导：

图3 双调制波与载波相交示意图以及A相电压Uan

-M+P<0时，在图3中，便无法产生对应时刻正跳变，处于部分双极性模式，此时P

反之，P>M时，能够产生正跳变，如果这一时刻能够产生正跳变，那么在同一周期内，其他时刻必然能够产生正跳变，因此处于双极性模式。

以上分析，只列举了一组调制波其中的一相，由于每组调制波三相的幅值相同，另外两相情况一样。综合以上分析，得到三电平NPC变换器调制模式与偏移量P、调制度M的关系曲线，如图4所示。

图4 调制模式随偏移量P与调制度M大小关系变化曲线

3 直流侧中点电位平衡控制方法

3.1 三电平NPC变换器闭环控制

本文基于DQ变换实现对三电平NPC变换器的闭环控制。闭环控制框图如图5所示。

图5 三电平NPC变换器中点电位平衡控制框图

具体实现方案如下：首先将交流侧三相电压电流量从三相静止坐标系变换到两相静止坐标系，再变换到两相旋转坐标系，得到的电压电流量都为直流量，便于进行精确控制［7-8］。通过以上坐标变换，可以得到直流反馈量id、iq，让id跟踪输出的电流信号，让iq趋近于0，消除电流中的无功分量，提高功率因数，这样就构成电流环，采用PI调节器进行调节。最后，将经过电流环输出的两个电压量进行DQ反变换，得到三相正弦量，并将幅值限制在1以内。结合前面所介绍的三电平NPC变换器双调制波单载波的脉宽调制策略，对上述得到的三相正弦量引入偏移量P，这样就得到两组调制波，再和载波进行比较，产生脉冲信号。

3.2 直流侧中点电位平衡控制

在闭环控制的基础上，实现对直流侧中点电位平衡控制［9］。根据上文中调制模式的分析，可知偏移量P和调制度M的大小关系影响调制模式。在闭环控制系统中，调制度M是网侧三相交流量通过DQ变换得到的直流量与给定量作差，经PI调节器后再经过DQ反变换得到的三相正弦量的峰值，其大小是通过上述计算所得，因此不能通过调节M去实现对直流侧中点电位的平衡控制。因此，可以通过改变偏移量P的大小来改变变换器的调制模式，从而达到直流侧中点电位平衡控制这一目标［10-11］。

由于在同一调制度下，单极性模式下直流侧两电容电压差的波动范围较大，中点电位平衡控制能力较弱。在部分双极性模式下，当M不变时，随着P的增大，直流侧波动减小，平衡度变好，网侧电流畸变减小。但缺点是开关器件的开关次数在增加，带来的开关损耗也因此增大。在双极性模式下，在同一调制度下，随着偏移量P的增大，直流侧平衡度随之变好，网侧电流畸变增加，同理，开关器件的开关损耗也会增加。在实际的闭环控制中，直流侧中点电位的平衡度、网侧电流的畸变以及开关器件的开关损耗需要综合考虑，尽量使得调制模式处于部分双极性或者双极性模式下。

4 系统仿真

主电路为并网逆变器，仿真电路如图6所示。

图6 主电路仿真模型图

5 仿真结果及其分析

仿真参数为：网侧线电压380V，频率50Hz，网侧电阻为10Ω，电感为1.3mH，直流侧上下两个电容都为1500uF，载波频率2000Hz。仿真结果如图7所示。

图7 仿真结果

通过仿真可以看出，三电平NPC变换器脉宽调制的三种调制模式会给直流侧中点电位带来不同的影响。综合来看，双极性模式下直流侧中点电位平衡度较好，网侧电流畸变也较小，但开关损耗比单极性模式和部分双极性模式都大，在实际应用中，应该多方面综合考虑。