一种用于超大像元长波红外读出电路设计

袁 媛,杨斯博,徐长彬,岳冬青

(中电科光电科技有限公司,北京 100015)

1 引 言

随着红外探测器材料和器件制备工艺的不断发展,各类红外系统的性能得到快速提升,其应用领域越来越广,已发展成为当代信息化社会、信息化军事等诸多领域不可替代的重要技术装备[1]。在某些红外信号辐射变化幅度小,背景相对稳定的应用场景,电子学地面分辨率要求不高,为了降低光学系统的复杂性,同时满足目标红外辐射大幅宽需求,需要超大像元尺寸的长波红外探测器对目标信号进行探测。但是对于长波红外探测器,像元面积的增大一方面会导致探测器暗电流急剧增加,另一方面使得探测器暗电流波动更加难以控制[2]。本文给出了一款适用于超大像元尺寸长波读出电路方案,能够很好的解决超大像元面积对长波碲镉汞探测器性能带来的恶化。文中还对电路设计仿真工作做了详细介绍,最后给出了电路实测结果。采用该款读出电路的探测器组件已随相机整体完成了功能、性能验证。

2 超大像元面积读出电路像元积分方法

2.1 传统单像元积分读出方法

传统单像元积分读出方法,是指读出电路每个像素单元与单个探测器光敏元进行互联[3],如图1所示,读出电路的像素级单元电路在与探测器光敏元相同的面积内完成对探测器信号的积分以及电荷-电压转换过程。

图1 探测器单像元与读出电路像素单元传统互联方式

采用传统单像元积分读出的方法实现读出电路设计是最简单的,在超大的像素单元面积内,电路版图布局布线的空间大、受像元面积限制小,能够实现超大积分电容对长波信号进行积分,同时可以实现多档积分电容切换,更重要的是能够有效地降低版图寄生效应进而减小信号在输出链路上的衰减,更多的布线空间可以进行大量隔离环及隔离线的设计以解决像元间的信号互扰问题。但是对于超大像元面积长波红外探测器芯片,由于像元面积的增大使材料缺陷落在单像元内部的概率增加,例如在相同的碲镉汞材料缺陷密度的情况下,缺陷落在96 μm×96 μm像元面积的概率是落在常规25 μm×25 μm像元面积概率的16倍,这会导致探测器盲元个数急剧增加;另外,超大像元面积探测器芯片的动态结阻抗更小,这会导致长波探测器工作时暗电流的成倍增加,因此要实现性能良好的超大像元面积芯片是十分困难的。

2.2 超大像元分解为子像元积分合并读出方法

大像元面积探测器芯片整体的盲元率及暗电流难以控制,若要保证长波探测器芯片的良好性能,芯片的像元面积不宜过大,于是可将超大面积像元按情况分为具有n×n个子像元的像元矩阵,每个子像元面积为单像元的1/n2。相应的读出电路也需要设计n×n个子像素单元电路与探测器芯片中的n×n个子像元分别互联,对探测器的子像元信号进行积分以及电荷-电压转换,如图2给出了3×3子像元的像元矩阵与读出单路像素单元的互联方式示意图。

图2 探测器子像元与读出电路子像素单元电路互联方式

将超大像元分解为子像元后,各子像元的光信号进行独立积分,也就是在读出电路上每个子像元配有一套输入级电路,将各子像元光信号转换为电信号,各子像元的电信号通过后级电路处理累加后输出。对于读出电路来说,可以通过在每个子像元面积内设计多档积分电容来实现积分增益调整,同时也可以在关键信号线间及各子像元间做好充分的隔离,以降低子像元间信号互扰。因此采用该方法,可以很好地解决高性能超大像元面积探测器芯片制备困难的难题。

3 超大像元读出电路设计

根据上述两种超大像元探测器用读出电路实现方法的比较,本文设计采用将超大像元分解为子像元的方案。电路设计以96 μm×96 μm超大像元面积长波探测器为例,设计阵列规格为80×1的具有子像元积分合并读出功能的读出电路,电路采用0.35 μm标准CMOS工艺。

3.1 单像元信号传输链路设计

本设计以80×1像元规格为例,焦平面线列的80个像元排成一排,每个像元在探测器积分时间内单独积分,具有各自独立的信号传递输出链路,最终由列选译码器产生的多路选通信号控制,按顺序输出80个探测器的积分信号,图3给出了80×1像元规格读出电路工作的原理框图。

图3 读出电路工作原理框图

在图3结构的读出电路中,80个像元的传输链路完全一致的,在一套数字时序控制下,80个像元信号的积分、转移、处理都是独立的。本文设计的超大像元读出电路,将像元面积96 μm×96 μm单像元以3×3矩阵形式分成9个子像素单元,每个子像素单元面积为32 μm×32 μm,与探测器以图2的方式互联。单像元内的9个子像元积分后,在单像素单元内完成积分信号的累加,在时序的控制下,将单像元信号向后级电路传递输出,图4给出了单像元传输链路示意图。读出电路的输出摆幅、信噪比等关键指标由模拟信号链路决定,因此它是读出电路设计的关键[4]。

图4 单像元传输链路示意图

为了提高探测器的帧频,读出电路采用边积分边读出(IWR)工作模式,即在第N帧积分时间内,各像元光电流经像素单元电路积分、转换、处理后的电压信号存储在采样存储电路内;像素单元电路完成信号转移后经过短暂复位,开始对第N+1帧信号进行积分,此时在采样存储单元内寄存的第N帧信号,在输出时序及多路选通信号控制下,通过输出级电路输,图5给出了读出电路IWR工作模式的时序图。

图5 IWR工作模式时序图

3.2 输入级设计

本设计将96 μm×96 μm像素单元面积等分成3×3个子像素单元,每个子像素单元拥有一套独立的输入级结构,即在面积32 μm×32 μm子像素单元内要同时实现对探测器光电流积分、8档积分电容增益切换、以及子像元盲元替代、旁路测试等功能。DI输入级结构简单,所以相应其占用版图面积和功耗、噪声均较小[5],本设计读出电路为超大像元长波探测器专用,综合考虑版图面积、注入效率、实现难度等因素,输入级采用DI结构。

DI输入级结构像素单元电路示意图如图6所示,9个子像素单元各具备一套完全相同的DI输入级结构,分别对9个子像元光电流信号进行积分,积分完成后,子像元积分电容上的电压信号汇聚在积分总线Vint上,经过源随将电平平移后的积分电压信号从像素单元电路输出到后级采样保持电路中。图6中仅有一档积分电容增益,电路设计时,为实现8档积分电容增益切换,每个子像素单元内均有4个独立的积分电容,通过串口数据控制4个独立电容开关,实现电容重组,组合出8档积分电容。

图6 像素级电路示意图

为了进一步降低探测器盲元率,本电路在像素单元内通过对各子像元积分电容上的信号进行开关控制,实现了旁路测试及盲元替代(子盲元剔除)。如图6,开关S1～S9通过外部给入的串口数据,对9个子像元分别进行单独的信号遍历即每次只闭合S1～S9中的一个开关,这时仅有一个子像元的积分电压信号接入Vint,相应的输出仅为该子像元的信号,即实现了旁路测试功能。

当确定9个子像元中盲元的位置时,通过外部串口数据对各像元内9个开关的控制,即可实现盲元替代功能。假设每个子像元对应的积分电容为C0、子像元光电流I0,当该像元所有子像元均为非盲元时,S1～S9默认均闭合,此时积分总线Vint上的电压V0由式(1)决定:

(1)

当某个像元中有n(n为整数,1≤n≤9)个盲元时,根据旁路测试功能确定的子像元盲元位置,将该在子像元对应的开关S断开,断开子像元盲元积分电容与积分总线Vint的连接,此时积分总线Vint上的电压V1由式(2)决定:

(2)

由式(1)、式(2)可以看出,盲元替代后积分总线Vint上的电压V0=V1保持不变,通过控制子像元开关可以实现子像元盲元替代功能。

在对80×1个像元线列进行设计时,需对80×9个子像元开关进行编码,通过外部串口写入编码即可对开关进行控制。

3.3 信号采样存储电路

为了实现IWR功能,在像素输入级与输出级之间增加信号采样存储电路,图7虚线框内的采样存储电路由采样开关加采样存储电容构成。在第N帧积分时间内即将结束时,采样开关SC闭合,采样电路像素级电路中源随输出电压信号被采样存储在采样电容CC上,随后开关SC断开;在第N+1帧积分时间内,多路选通开关SMUX闭合,采样电容上的第N帧信号传递到输出级输出。

图7 信号采样存储电路示意图

图8 输出级电路结构

3.4 输出级电路

输出级电路由接成单位增益的运放实现[6],用以增大信号的驱动能力。80个像元积分信号在时钟的控制下,与多路选通电路配合,依次输出1～80元积分信号。

4 读出电路仿真、测试结果

4.1 像素级电路仿真

对图6中的具有3×3个子单元的像素级电路进行输出动态仿真,分别给每个像元均匀变化的电流,从图9的仿真结果可以看出,随着电流的线性增加,积分电压也线性增加,输入级设计范围1.53～4.53 V达到3 V的动态范围。

图9 输入级仿真结果

4.2 子像元盲元替代功能仿真

本款电路盲元替代在像素单元内完成,通过对子像元盲元积分信号的关断,自动实现子盲元替代功能。表1给出单个超大像元中存在不同个数子像元盲元时,盲元替代后的电平差异。电平差异主要来源于开关管的注入效应。

表1 子像元盲元替代仿真结果

4.3 噪声仿真

噪声仿真采用tran noise仿真,仿真时长200帧,带宽200 MHz,最小频率为100 Hz,在900 fF积分电容时,电路平均噪声约0.25 mV。

4.4 整体80×1像元电路功能、性能仿真

对80×1像元规模的读出电路进行数模混合仿真,以验证整体电路设计的正确性及输出摆幅、建立时间等。

整体电路仿真时,采用tran瞬态仿真,仿真时将80元分为8组,每组10个像元,每组像元分别注入不同的积分电流,仿真结果如图10所示,各元输出电压随电流激励信号成正向线性变化,电路功能正确。

将图10中最大信号建立部分波形放大获得图11的细节图,电路在106 ns内可以建立3 V信号,电路摆率达到28.3 V/μs。

图11 电路建立时间仿真细节图

4.5 测试结果

采用0.35 μm标准CMOS工艺对读出电路进行流片后,将读出电路芯片与探测器芯片互联,对互联后的混成芯片进行功能、性能测试,测试结果如表2所示。

表2 长波探测器混成芯片测试结果

从长波探测器实测结果可以看出,本设计将超大像元拆分为3×3子像元后,通过对各子像元信号进行积分累加,能够等效单一大像元对光电信号的积分,其信号、噪声、动态范围等性能与常规像元尺寸的探测器相当,同时利用盲元替代功能,显著地降低了盲元率。

5 结 论

本文给出了可应用于超大像元面积长波探测器专用读出电路设计方法,即通过将单一超大像元分解为子像元分别积分,再进行信号合并读出的工作方式,有效的解决了长波探测器超大像元暗电流大、暗电流难以控制导致探测器噪声盲元多、信噪比低的难题。本方案读出电路在像素单元内采用了大量的开关,设计时应考虑开关动作引入的电荷注入效应对电路噪声的影响。基于上述方法,以96 μm×96 μm超大像元面积、线列规模为80×1碲镉汞探测器为例,将单像元分为3×3个子像元对读出电路进行设计。通过仿真及实测结果,验证本款电路功能正确、性能优良。