一种高精度加速度计数字采集电路设计

邓盼盼，潘 良，白 亮

（西安现代控制技术研究所，陕西西安 710065）

在高精度惯性导航装置中，主要采用石英挠性加速度计测量运载体的加速度[1]。由于石英挠性加速度计输出信号是模拟电流信号，必须转换成数字信号才能为导航计算机运用，进行导航结算。常用的加速度计数字采集电路有三种：A/D 转换方案[2-3]、V/F 转换方案[3-4]和I/F 转换方案[5-7]。在高精度惯性导航装置中，主要使用的是I/F 转换方案[8-9]。I/F 转换方案采用电荷平衡式变换原理，对输入电流信号进行连续测量，与A/D 采样相比不会丢失任何信号。V/F 方案由于多了一次I-V 装换，达不到高精度要求。该文在传统I/F 电路基础上，优化电路设计，使用单恒流源技术[10]、温度补偿[11-12]等技术，研制了一种高精度加速度计数字采集电路。

1 电路原理

传统电荷平衡式I/F 转换电路原理图如图1 所示。电路由积分器、比较器、逻辑控制电路、电子开关、正负两路恒流源、输出电路等组成。加速度计电流信号i经过积分电路转换成积分电压，电压不断升高；当经过一段时间T1后，积分电压大于比较器阈值电压时，逻辑控制电路触发电子开关导通对应恒流源Ic，积分电压减小，积分电压降至阈值电压后，恒流源开关关闭，积分电路再次充电；同时逻辑控制电路产生一个脉冲输出信号。积分电路如此充放电，就会产生一定频率的脉冲输出。

假定i在时间T1内积累的电荷为Qin，i和Ic共同作用的时间T2内电荷量为Qout，即：

根据电荷平衡原理，Qin=Qout，则有：

式中，f为输出信号频率；fp为标频；T1+T2为输入电流工作时间，T2为恒流源打开时间。

2 电路设计

2.1 硬件电路设计

该文设计的I/F 转换电路的原理框图如图2 所示。电路由积分器、A/D 采样电路、电子开关、单恒流源、FPGA 等组成。A/D 采样电路取代图1 中的比较器，通过FPGA 实现图1 中的逻辑控制电路，A/D采样电路能提高加速度计采集电路采样分辨率和采样精度[10]。同时通过FPGA 控制极性开关实现单恒流源替代正负恒流源电路，以达到降低功耗，提升电路性能的目的。

图2 优化后的I/F转换电路原理框图

2.2 单恒流电路的分析和设计

2.2.1 恒流源电路的主要性能

惯导系统中的I/F 转换电路用的恒流源，即要满足转换电路本身的要求，又要满足系统的要求。

1）电流幅值

由于最大加速度为amax，且加速度计的电流标度因数为K1，那么恒流源的电流幅值为：

2）电源电压波动电流不稳定度

实际应用中，弹上电源电压在其他设备启动时，波动较大，将会影响恒流源的稳定性，正常电源电压时恒流源输出电流为I0，点烟电压变化ΔV（如变化10%）后恒流源电流变化为I0v，那么电源电压波动产生的电流不稳定度M（单位为10-6/V）为：

3）负载电压波动电流不稳定度

I/F 转换电路随着加速度方向的变化、幅值的变化，恒流源的负载电压也随之变化，如负载电压变化3 V，负载电阻为零时的输出电流为I0，负载电阻变化是的输出电流为IR，则电流不稳定度N为：

负载变化的电流不稳定度也可以定义为输出阻抗的大小，如式（8）所示：

式中，ΔV为负载波动引起的电压变化值；ΔI为负载波动引起的电流变化值。

4）温度系数

外界环境温度变化ΔT时，输出电流的变化量ΔI，常温时恒流源电流为I0，其温度系数Tc（单位为10-6/℃）为：

5）时间稳定性

恒流源在常温下连续通电时，电流的相对变化量与通电时间t的比值为时间稳定性系数（单位为10-6/h），如式（10）所示：

6）频带宽度

恒流源的负载是变化的，因而它应具有快速的响应能力，其频带宽度应比转换电路时钟频率值大。

2.2.2 恒流源电路的工作原理和误差分析

恒流源电路是一个负反馈自动调整系统，通过负反馈调整系统达到恒定电路的目的，恒流精度与放大器的放大倍数有关，放大倍数越大，其静态误差就越小，也就是要有高增益低漂移的运算放大器。当增益很高时，恒流源电流可写成I0=VstRs。Vst为基准电压，Rs为基准采样电阻。实际上，采样电压Vs与基准电压Vst是相同的，因而恒流源电流可改为I0=VsRs，所以Vst、Vs、Rs及运算放大器是决定恒流源精度的关键。恒流源电路如图3 所示。

图3 恒流源电路图

影响恒流源精度的主要因素：一个来源于基准稳压管的Vst，一个来源于采样电阻Rs。Vst和Rs随温度和时间的任何变化，都将直接影响输出电流I0，由公式可得：

就时间漂移来讲，现选用精度基准稳压管的时漂在5×10-6/1 000 h的水平，而精密电阻器时漂在10-5量级。因此，恒流源输出的时漂主要取决于采样电阻Rs。

针对温度漂移，Vst和Rs都是温度系数的函数。只有将两种参数的温度系数调整到相同时，I0的温度系数达到最佳。

另外，由于基准稳压管内阻的存在，Vst还是工作电流的函数，要保证Vst极其稳定，其工作电流要非常稳定。在此单元电路设计时，应考虑到这点。恒流源第一级电路，采用基准稳压管自稳定设计，运放的失调电压及其温漂、失调电流、偏置电流及其各自的漂移，都会影响稳压管Vst的输出稳定。相对其他因素，基准稳压管的内阻可忽略不计。

在电流调整级电路中，运放的失调电压、失调电流及偏置电流，也是影响恒流源电流精度的因数。考虑误差项的恒流源电路如图4 所示。

图4 考虑误差项后恒流源等效电路

图4 中，Eos为运放的失调电压，Ib为偏置电流，Ig为漏电流，由图可知：

由公式可知，Eos、Ib和Ig的时间、温度不稳定都将影响输出电流I0的稳定性。只是这些因素的影响都很微弱，通常可忽略不计。

电源电压的变化，也会影响基准稳压管输出电压Vst，同时影响恒流源I0的精度。稳压值Vst是相对电源的一个相对值，其变化微不足道，在选取较大放大倍数的运算放大器时，电源电压影响的量级可忽略不计。

综上所述，要保证恒流源精度，运算放大器要有较小的失调漂移和足够大的放大倍数；其次是采样电阻Rs的选择，采用合金箔电阻器，其温度系数在×10-6量级；基准稳压管Vst的值要选用温度系数为2×10-6/℃，长期稳定性为5×10-6，动态电阻为0.5 Ω等性能指标以上的稳压基准管。

2.2.3 恒流源电路主要器件

该文设计了一种单恒流源电路，如图5 所示。在目前生产的带隙基准电压源中，以LM199AH 的电压温度系数为最低，性能最佳。LM199AH 自带恒温器，可将芯片温度自动调节到90 ℃。普通稳压管是在半导体内部的次表面上发生齐纳击穿的，使器件的噪声电压显著降低，稳定性大为提高。LM199AH就是采用次表面隐埋技术制成的齐纳稳压管提供的，具有长期稳定性好、噪声电压低等优点。此外它还具有恒温特性，只要环境温度小于90 ℃，就能消除温度变化对基准电压的影响，使其温度系数达到0.3×10-6/℃（典型值）。LM199AH 是目前工程应用中稳定性最好的电压基准管，各种高精度数字表、标准源均使用它作为电压基准。

图5 单恒流源电路

对采样电阻的要求是阻值精度高、体积小、温度系数小。I/F 转换电路采样电阻选用RJ711 精密合金箔电阻，其阻值精度可达到±0.01 Ω，温度系数达到±5×10-6/℃。

比较放大器由运算放大器和符合调整管组成。它将基准电压和恒流电流在采样电阻上的压降（即采样电压）进行比较，在负反馈的作用下，达到负载电流的稳定。电路的动态电阻可以用复合管的ΔVDSΔI0来表示，它与电压放大倍数成正比，也与复合管的特性有关，特性曲线越平坦，输出阻抗就越大，可以导出动态阻抗的表达式：

式中，K1为运算放大器的开环电压增益；K2为复合调整管的电压增益；RST为采样电阻；ΔVDS为调整管上电压的变化值，即负载电压波动时的变化值；ΔI0为负载变化时引起恒流电流的变化值。

运算放大器应具有较低的输入偏置电流和失调电压、高压摆率、低漂移等。运算放大器的主要参数如下：输入失调电压为30 μV，输入失调电流为10 nA，失调电压温漂≤1 μV/℃，转换速率为2.8 V/μs。

经过调试，高精度恒流源的性能指标可达：恒流电流42 mA、电源电压波动10%时的电流相对变化率小于2×10-5、输出阻抗大于3 MΩ、时间稳定性小于10-5/h、温度系数小于10-5/℃。

极性开关最主要的性能包括漏电流、导通电阻、开关速度等，这几项指标也直接影响I/F 转换电路的经度。该文选用双SPST 模拟开关ADG1423，该器件具有高速、低功耗、低延时、低导通电阻、低导通电阻平坦度和高线性度等特点。ADG1423 导通电阻不大于2.1 Ω，导通平坦度不大于0.5 Ω，不用数字电压供电。

2.2.4 恒流源电路设计

传统I/F 转换电路使用正负两路恒流源，如图6所示，正负恒流源通过两个电子开关与积分器信号相连，当需要正恒流源时，打开电子开关U4；当需要负恒流源时，打开电子开关U3。传统的一路I/F 转换电路需要正负两路恒流源电路，实现相同功能需要的电子元器件多，需要的功耗大，不利于电路的小型化。

图6 双恒流源电路

该文电路通过电子开关切换实现单恒流源电路代替正负双恒流源电路的功能。R1是高精密合金箔电阻，S1-S6 为3 组双SPST 模拟开关ADG1423，通过FPGA 控制开关的打开和闭合。当S1、S3 闭合，S2、S4 断开时，恒流源为正恒流源；当S1、S3 断开，S2、S4闭合时，恒流源为负恒流源。通过S5、S6 控制恒流源与积分器信号的通断。单恒流源I/F 电路与传统I/F电路相比，积分电路是一样的，区别在于通过增加电子开关，实现了恒流源的精简，达到降低功耗、减小热量产生、减小温度影响，提高线性度和对称性的目的。

2.3 温度补偿电路

该文设计的高精度加速度计采集电路应在-45～75 ℃温度范围内，电路中的电子元器件存在一定的温漂，导致温度变化时输出频率变化。采用数字温度补偿方法，可减小温度对输出频率的影响。数字补偿电路由测温电路，A/D采样电路和FPGA组成[12-13]。测温电路是对铂电阻的温度信号进行采集和放大，再由A/D 进行采样，FPGA 将A/D 采集的温度信息进行数据处理。

3 软件设计

FPGA 采用模块化设计[14-15]，包括分频模块、A/D采样控制模块、电子开关控制模块、数据处理模块、温度补偿模块、串口通信模块、脉冲输出模块，如图7所示。FPGA 控制并接收A/D 采样数据，控制电子开关打开相应恒流源并控制恒流源打开时间；经过数据处理，将计算的到的信息通过串口或脉冲输出模块发送给导航计算机，程序控制流程图如图8 所示。

图7 FPGA模块设计

图8 程序流程图

4 试验验证

对采用该方案原理设计的采集电路进行实际性能测试。输入电流范围为-42～42 mA，全温测量范围为-45～75 ℃。使用高精度恒流源模拟加速度计输入电流，将测试电路置于温箱中，模拟高低温测试环境。

4.1 温度特性

该文采用标度因数查表补偿法[16]。温度补偿步骤如下：1）将电路放入温箱，从低温-45 ℃开始上电并输入1 mA 电流，以1 ℃/min 的升温速率升温至75 ℃。2）将采集的数据根据各温度点下采集到的数据，建立模型绘制表格并写入电路存储器中。3）电路根据实时测量到的温度参照量化表格对参数进行在线补偿。温补前后数据如图9 所示。补偿前，电路标度因数温度系数为2.5×10-6/℃；补偿后，标度因数温度系数小于0.5×10-6/℃。采用数字温度补偿技术，电路的全温温度特性得到了提升。

图9 电路全温变化

4.2 稳定性测试

在常温条件下，上电通入1 mA 电流，1 min 后记录电路数据，每60 s 均值为一组数据记录60 min，结果如图10 所示。经计算，电路的标度因数稳定性为6×10-6。

图10 电路稳定性测试

4.3 线性度和对称性测试

为分析电路线性度，分别以±0.04 mA、±0.08 mA、±0.2 mA、±0.4 mA、±0.8 mA、±1 mA、±2 mA、±4 mA、±8 mA、±10 mA、±12 mA、±16 mA、±18 mA、±20 mA、±25 mA、±30 mA、±35 mA、±38 mA、±42 mA 为输入电流对电路进行测试，采样时间为100 s，归一化得到每秒脉冲输出，测试结果如图11-12 所示。

图11 正电流线性度测试数据

图12 负电流线性度测试数据

非线性按照均方差法计算对应全量程输入下的归一化误差，可得在低温、常温、高温条件下，其非线性指标均小于15×10-6，对称性不大于15×10-6。

5 结论

该文设计的高精度加速度计数字采集电路，在传统I/F 转换方案基础上，电路采用单恒流源技术和数字温度补偿技术，降低了电路功耗，提高了电路线性度、对称性和温度性。经试验验证，上电1 min 后电路稳定性能达到6×10-6，线性度和对称性均不大于15×10-6，标度因数温度系数小0.5×10-6/℃，其综合性能满足高精度惯性导航装置的工程化应用要求，可应用于高精度惯性导航装置中。