基于SiC MOSFET的水下高速电机转矩脉动抑制研究

翟 理， 汪 洋， 胡利民， 赵旭东， 向世克

(中国船舶重工集团公司第705研究所昆明分部，云南 昆明 650101)

0 引 言

无刷直流电机(BLDCM)具有高功率密度、调速范围宽、调速性能好等优点，已广泛应用于航空、航天、航海各领域[1]，BLDCM具有较大的转矩脉动，影响其控制性能[2-3]，同时带来噪声等问题，限制了其应用。因此,如何抑制BLDCM的转矩脉动成为了国内外学者研究的目标。电机转矩脉动抑制主要包括电机本体设计优化及控制方法优化两个方面，近年来采用控制方法对转矩脉动进行抑制越来越得到重视，文献[4-5]提出了重叠换向法和电流采样相结合，改善电机换相过程中的转矩脉动，文献[6-7]提出调节母线电压来抑制BLDCM转矩脉动，文献[8-9]通过改变脉宽调制(PWM)方式抑制转矩脉动。然而国内外学者在开关频率对转矩脉动影响方面的研究较少，贺虎成等[10]等研究了开关频率对BLDCM的影响，但开关频率仅提升到了15 kHz。胡怡婷等[11]研究了PWM频率对高速无刷电机转矩的影响，但电机对象功率较小，且文献[10-11]未研究开关频率提升对系统的其他影响。

随着宽禁带半导体的发展，以SiC MOSFET为代表的新一代半导体在高频大功率应用中展现出巨大优势，SiC MOSFET具有开关速度快、开关频率高、开关损耗低、功率等级高等优点[12]。SiC MOSFET适用于高频高压的应用场景，本文将SiC MOSFET应用于高速电机功率模块，通过提高逆变器开关频率，研究SiC MOSFET在高开关频率下对高速电机转矩脉动抑制的效果，并通过Simulink仿真和20 kW BLDCM试验，分析不同开关频率对转矩脉动的影响。

1 SiC MOSFET优势

目前在商业化硅基电力电子器件应用中，最典型的两种器件就是IGBT和MOSFET。IGBT适用于大功率应用场合，其开关频率一般为5～10 kHz。MOSFET适用于高频应用场合，但是其功率等级较低，一般应用在几个kW的功率场合。这两种Si基功率器件目前均难以胜任较高功率和较高开关频率的应用需求。

随着电力电子器件技术的不断完善，以SiC MOSFET为代表的宽禁带半导体逐渐问世，SiC器件拥有高达3.26 eV的禁带宽度，远大于Si的1.1 eV，同时还拥有高击穿场强和高热导率，这意味着SiC可以适用于高温高压的工作环境，同时还拥有极高的开关速度和较小的开关损耗，可以同时应用在高频大功率需求的场合。图1为三种半导体器件功率频率乘积图[13]。

图1 三种功率器件功率频率乘积

2 转矩分析

2.1 导通运行区转矩脉动

本文中采用的PWM调制模式为双极性调制模式，因此在下面的分析中对双极性调制模式下BLDCM转矩脉动进行分析。

图2为星形3相6状态BLDCM电路拓扑。

图2 BLDCM电路拓扑

假设三相完全对称，不计涡流和磁滞损耗，三相绕组的电压平衡方程为

(1)

式中：Ua、Ub、Uc为三相电压；ia、ib、ic为三相电流；ea、eb、ec为反电动势；L、r为绕组自感及电阻；q为微分算子；uN为中性点电压。

双极性调制模式如图3所示。

PWM调制时一个周期T内相电流变化波形如图4所示，当PWM=ON时相电流从初始值I0上升至I1，当PWM=OFF时相电流从I1下降到I0，其中D为PWM占空比。

图4 一个PWM周期相电流波形

当PWM状态为ON时，假设此时VT1和VT6导通，电流导通路径如图5所示。

图5 PWM=ON时导通路径

此时开关管VT1和VT6导通，电流流经A相和B相，设此时电机反电动势幅值ea=E，eb=-E，电压方程为

(2)

式中：U为直流供电电压;ia(0)为A相初始相电流值。

当PWM调制频率足够高时，载波周期远小于电机绕组的电气时间常数L/R，可忽略绕组R的影响[14]，解上述方程可得：

(3)

当开关频率较高时，相电流上升和下降时间极短，可视相电流上升沿、下降沿呈线性变化。则一个PWM周期内开通完成时，相电流为

(4)

式中：D为占空比；T为PWM周期。

PWM状态为OFF时，电流导通路径如图6所示。

图6 PWM=OFF时导通路径

此时VT1关断，VT6导通，VD4续流导通，电机反电动势ea=E，eb=-E，此时电压方程为

(5)

忽略绕组影响，解上述方程可得：

(6)

则一个PWM周期结束时，相电流值为

(7)

则一个PWM周期内相电流均值为

(8)

式中：f为PWM调制频率,f=1/T。

电机的相电流脉动：

(9)

由式(9)可知，BLDCM电流脉动由占空比、反电动势、供电电压以及开关频率共同决定，并且随着开关频率增大而降低。

根据电机理论，开关管VT1和VT6导通的一个PWM周期内电机平均电磁转矩为

(10)

式中：ω为电机机械角速度。

电机在一个PWM周期的初始电磁转矩为

(11)

因此可得电机导通运行区转矩脉动为

(12)

由式(12)可知，BLDCM导通运行区电磁转矩脉动由占空比、供电电压、开关频率共同决定，并且和开关频率成反比例关系。因此，可提高开关频率以抑制电流脉动和转矩脉动，提高电机性能。

2.2 换相转矩脉动

当导通开关管从VT1、VT2导通换为VT3、VT2相导通时，换相PWM导通电路图如图7所示。

图7 换相PWM=ON导通电路图

此时C相进行PWM调制，A相切换为B相，由于切换初期A相仍有电流存在，通过VT4二极管进行续流，VT2进行PWM调制，电机反电动势ea=eb=-ec=E，电压方程为

(13)

C相此时为非换相相，忽略绕组的影响，解得C相的相电流变化率为

(14)

C相一个PWM周期内开通完成时相电流如下所示：

(15)

换相时C相PWM为OFF时电路图如图8所示。

图8 换相PWM=OFF电路图

此时电机反电动势ea=eb=-ec=E，电压方程为

(16)

忽略绕组影响，解得C相电流变化率为

(17)

则在A相关断、B相未开始换相时，一个PWM周期结束，C相电流值为

(18)

则一个换相PWM周期内C相的相电流平均值为

(19)

式中：f=1/T。

换相电流脉动为

(20)

换相平均电磁转矩为

(21)

电磁转矩脉动为

(22)

由式(21)可知，换相转矩脉动与占空比、供电电压、开关频率有关，并且与开关频率成反比关系，因此可以通过提高开关频率减小转矩脉动。

3 仿真与试验对比

3.1 开关频率对转矩脉动影响仿真

在Simulink环境下进行BLDCM双闭环控制系统仿真试验，电机定子每相电阻为0.1 Ω，定子总自感为0.1 mH，定子每相绕组互感为0.01 mH，直流供电电压260 V。由于转矩均值均为-2 N·m，直接用转矩波形波峰和波谷差值表示转矩脉动。图9为开关频率12.5 kHz时BLDCM相电流波形，此时相电流脉动为22.9%，图10为12.5 kHz时BLDCM转矩波形，此时转矩脉动为3.146 N·m。

图9 12.5 kHz相电流波形

图10 12.5 kHz转矩波形

图11为开关频率20.0 kHz时BLDCM相电流波形，此时相电流脉动为20.4%，图12为20.0 kHz时BLDCM转矩波形，此时转矩脉动为0.886 N·m。

图11 20.0 kHz相电流波形

图12 20.0 kHz转矩波形

图13为开关频率30.0 kHz时BLDCM相电流波形，此时相电流脉动为12.4%，图14为30.0 kHz时BLDCM转矩波形，此时转矩脉动为0.795 N·m。

图13 30.0 kHz相电流波形

图14 30.0 kHz转矩波形

表1为不同开关频率下BLDCM相电流脉动和转矩脉动仿真对比，可见开关频率升高后，相电流脉动和转矩脉动均减小。

表1 不同开关频率脉动仿真对比

3.2 占空比对转矩脉动影响试验

本文在仿真的基础上进行了样机功率试验，高速BLDCM样机额定功率70 kW以上，极对数为3，额定转速20 000 r/min，控制策略为带Hall传感器的方波控制。试验选用功率器件选用某公司的SiC MOSFET最高耐压为1 200 V，最大电流600 A。试验中为了保证开关频率提高以后试验安全，选择在20 kW左右进行试验，试验时通过控制水力测功机水门大小施加特定的扭矩，使电机在特定转速下的特定工作点工作。在固定直流供电电压232 V条件下分别在开关频率12.5、20.0、30.0 kHz以及占空比50%、70%、90%下进行试验验证。母线电流脉的动计算方式为(最大值-最小值)/均值，其中最大值和最小值可在图15、图17、图19中测出，母线电流均值则通过电机运行过程中直流电源显示的电流数值得到。在占空比<100计算相电流脉动时，用相电流波形第一个波峰和波谷的差值来计算相电流脉动，计算时为了简便，用波峰值代替相电流均值，此时：相电流脉动=(波峰-波谷)/波峰。

图15为开关频率12.5 kHz、占空比50%条件下母线电流波形，母线电流均值为27 A，电流最大为144.29 A，最小为-77.59 A，脉动为822%，此时电机转速为6 433 r/min。

图15 12.5 kHz、50%占空比母线电流

图16为开关频率12.5 kHz、占空比50%条件下相电流波形，脉动为52%。

图16 12.5 kHz、50%占空比相电流

图17为开关频率12.5 kHz、占空比70%条件下母线电流波形，母线电流均值为57 A，电流最大为208 A，最小为-57.9 A，脉动为466%，此时电机转速为8 800 r/min。

图17 12.5 kHz、70%占空比母线电流

图18为开关频率12.5 kHz、占空比70%条件下相电流波形，脉动为35%。

图18 12.5 kHz、70%占空比相电流

图19为开关频率12.5 kHz、占空比90%条件下母线电流波形，母线电流均值为76，电流最大为153.28 A，最小为5.09 A，脉动为195%，此时电机转速为11 233 r/min。

图19 12.5 kHz、90%占空比母线电流

图20为开关频率12.5 kHz、占空比90%条件下相电流波形，脉动为14.4%。

图20 12.5 kHz、90%占空比相电流

可见随着PWM占空比逐渐升高，相电流脉动和母线脉动均呈减小趋势，这与数学分析以及仿真结果均是相符的。

3.3 开关频率对转矩脉动影响试验

图21为开关频率20.0 kHz、占空比50%条件下母线电流波形，母线电流均值为27 A，电流最大为86.5 A，最小为-13.8 A，脉动为371%。

图21 20.0 kHz、50%占空比母线电流

图22为开关频率20.0 kHz、占空比50%条件下相电流波形，脉动为33%。

图22 20.0 kHz、50%占空比相电流

图23为开关频率30.0 kHz、占空比50%条件下母线电流波形，母线电流均值为27 A，电流最大为45.55 A，最小为10.55 A，脉动129%。

图23 30.0 kHz、50%占空比母线电流

图24为开关频率30.0 kHz、占空比50%条件下相电流波形，脉动为14%。

图24 30.0 kHz、50%占空比相电流

由以上试验结果波形结果可见，母线电流脉动和相电流脉动均随着开关频率的升高而降低，这与数学分析和仿真结果是相符的。

表2～表4为SiC MOSFET逆变器开关频率分别为在不同开关频率，占空比分别为50%、70%、90%时的相电流脉动和母线电流脉动值对比，开关频率40.0 kHz以上时，相电流第一个波峰和波谷的差距很小，未予以统计。从2～表4表中试验结果可见，开关频率不变，占空比升高可以减小BLDCM相电流脉动和母线电流脉动，占空比一定时，提高逆变器开关频率可以大幅减小相电流脉动和转矩脉动。

表2 50%占空比下各开关频率电流脉动

表3 70%占空比下各开关频率电流脉动

表4 90%占空比下各开关频率电流脉动

表5为90%占空比下不同开关频率时的电机效率对比。

表5 90%占空比下不同关频率时的电机全系统效率

从表5中结果可见，随着开关频率升高，电机效率逐渐降低，因此开关频率升高可以减小电机的电流脉动。在本例中，开关频率从12.5 kHz增加到20.0 kHz时，逆变器开关损耗增大，由于开关频率提升，电机本体损耗降低，此时电机系统效率保持不变，当开关频率上升到30.0 kHz以上时，由于逆变器开关损耗增加比重大于电机本体损耗降低的比重，所以整个系统效率会降低。

4 结 语

本文研究水下有限空间内大功率高速BLDCM电流脉动问题，利用SiC MOSFET开关频率高、开关损耗小的优势，开展在较高开关频率下SiC MOSFET对高速电机电流脉动的抑制研究。仿真和试验结果表明，使用SiC MOSFET功率器件将逆变器开关频率提高后，电机相电流脉动和母线电流脉动均有大幅度减小，但是随着开关频率提高到一定程度后，整个系统效率会下降，在实际应用中根据应用需求综合选用合适的开关频率。