基于氮化镓的高频LLC变换器研究

荣振帅，迟迎超，孙战，王懿杰，徐殿国

（哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院，黑龙江 哈尔滨 150001）

通信电源是通信系统里的重要组成部分，一个稳定可靠的通信电源在保证通信系统安全可靠工作方面具有关键作用。通信系统的供电故障将会导致通信系统的瘫痪，带来巨大的经济损失。通信领域中的二次电源被广泛应用，其为通信设备内部集成电路、芯片等供电，提升通信电源的安全性、稳定性、供电性能等均是未来通信电源技术的发展趋势。在电源技术中心，开关电源有着很高的地位，从10 kHz到如今的MHz级，开关电源逐渐朝着高频化、高效率、大容量、小体积等方向发展[1]。

随着开关电源不断朝着高频化、高功率密度的方向发展，传统的半导体材料逐渐无法满足发展需求。第三代半导体材料在击穿场强能力、电子饱和速率、导热率、抗辐射能力等方面优势突出，更加适用于高温、高频的应用场合[2-5]。同时，磁性元件在开关电源中发挥着重要作用，通过提升系统的工作频率，可以大幅减小磁性元件体积。传统分立式磁性元件存在着体积较大、损耗较高等缺点，与此相比，平面印刷电路板（printed circuit board，PCB）磁性元件在高频条件下具有更加优越的性能[6-9]。然而较高的开关频率带来的问题便是较大的开关损耗，LLC变换器可以实现软开关，且其结构简单，额定状态下电路原边开关管可以实现零电压开通，副边整流管可以实现零电流关断，因此近年来被广泛应用于高效率、高功率密度的电源设计中[10]。基于上述方面，本文搭建500 W LLC实物样机实现高效率、高功率密度的要求。

1 高频LLC系统简介及分析

1.1 系统简介

本文设计的系统结构如图1所示，拓扑采用LLC谐振变换器，可以实现全负载范围内软开关。系统由高频半桥逆变电路、谐振腔阻抗网络、高频变压器结构、二次侧全波同步整流电路、数字信号处理（digital signal processing，DSP）控制模块以及模拟辅助电源等组成。设计完成后，当输入电压在360～400 V之间时，输出电压稳定在12 V，输出功率可达500 W。

图1 系统结构示意图Fig.1 System structure diagram

1.2 高频LLC拓扑分析

图2所示为高频状态下LLC变换器等效电路图。LLC变换器一次侧等效电阻用R1表示，包括原边绕组损耗、励磁电感磁损、谐振电感磁损和其他杂散损耗；LLC变换器二次侧等效电阻用R2表示，包括副边绕组损耗和其他杂散损耗；Lk为变压器副边漏感；n为变压器的变比。由于谐振电感数值较大且远大于漏感值，因此变压器原边漏感可以忽略不计。

图2 高频状态下LLC变换器等效电路图Fig.2 Equivalent circuit diagram of LLC converter in high frequency state

根据图2，得到以下关系式：

式中：M为输出电压增益；Cr为谐振电容。

式（3）描述了LLC谐振变换器输出电压增益与原边等效电阻、副边等效电阻及漏感的关系，采用不同副边漏感、副边等效电阻、原边等效电阻绘制输出电压增益曲线分别如图3～图5所示。

图3 副边漏感对输出特性曲线影响示意图Fig.3 Schematic diagram of influence of secondary side leakage inductance on output characteristic curve

图4 副边等效电阻对输出特性曲线影响示意图Fig.4 Schematic diagram of influence of secondary equivalent impedance on output characteristic curve

图5 原边等效电阻对输出特性曲线影响示意图Fig.5 Schematic diagram of influence of primary equivalent impedance on output characteristic curve

采用不同的副边漏感值绘制输出增益曲线如图3所示。可以看到，副边漏感的存在使LLC变换器输出电压增益曲线发生畸变，且漏感越大，变换器最高增益越大，当开关频率高于谐振频率时，系统输出增益降低速率越快。

采用不同的原、副边等效电阻进行数学分析并绘制曲线如图4、图5所示。可以看出，由于等效电阻产生有功能量的损耗，输出电压增益曲线整体下移，当损耗较大时，实际输出电压将严重低于理想输出电压。在实际电路中，与漏感的影响相比（漏感在某些特定场合可被充分利用，同时提升电路性能），原、副边损耗对于输出电压影响更为明显，因此对原、副边绕组进行优化以减少交流损耗对维持输出增益、提升系统效率具有重要意义。

2 高频磁性元件设计

2.1 高频寄生电容的产生及影响

在高频工作条件时，感性元件往往不是完全理想的元件。电感模型包括电感、寄生电阻和寄生电容，如图6a所示；变压器模型包括励磁电感、原副边漏感、高频等效寄生电阻、一次侧寄生电容、二次侧寄生电容、一次二次侧寄生共模耦合电容，如图6b所示。和电感模型相比，变压器中的寄生电容会对系统产生严重影响。

图6 高频电感及变压器模型图Fig.6 Model diagram of high frequency inductor and transformer

电容大小和导体正对面积成正比，因此可以通过减少正对面积来减少导体间电容。如图7所示，Clayer表示层间寄生电容，Cturn表示匝间寄生电容。在高频电路中通常采用PCB走线作为绕组，匝间寄生电容Cturn一般较小，因此本设计着重减小与优化层间寄生电容Clayer。

图7 不同绕组结构电容分布示意图Fig.7 Capacitance distribution diagram of different winding structures

在Maxwell中对不同绕组结构进行电容仿真，如图8所示，原边绕组设置为8匝，全波整流副边绕组设置为1匝。

图8 不同绕组结构Maxwell电容仿真示意图Fig.8 Maxwell capacitance simulation diagram of different winding structures

图8a为传统绕组结构，原边8匝单层螺旋绕制（深灰色绕组），副边绕组上下正对放置（在降压变换拓扑中，副边电流高于原边电流，因此副边绕组线宽要宽于原边绕组），仿真得到原边绕组对两组副边绕组寄生电容分别为52.89 pF和53.18 pF，该数值相对较大。

图8b使用了分层绕组结构，将8匝线圈分为2组，每组4匝，2层原边绕组正对，其余条件不变。仿真得到，在分层绕组结构中，原边绕组对两组副边绕组寄生电容分别减少至18.14 pF和18.25 pF，有效减小了寄生电容。

为了进一步优化减少层间电容，图8c采用分层交错绕组结构，即2组原边绕组完全交错。仿真得到，该结构层间寄生电容和匝间寄生电容数值均达到最小（图8b中原边绕组匝间寄生电容为16.02 pF，图8c中原边绕组匝间寄生电容为8.06 pF），是优化寄生电容的最优绕组结构。

由以上分析可知，分层交错绕组结构可以极大地减小寄生电容。然而层间绕组首尾连接方式的不同会导致电场能量分布的不同，进而会对等效电容大小产生影响，如图9所示。分析图9可知，相比连接方式1，连接方式2可以有效减小寄生电容。因此采用分层交错同向绕组是高频运行时寄生电容最小的结构。但是，在实际电路设计中还需结合其他参数综合考虑。

图9 不同匝间连接方式电容电压对比图Fig.9 Capacitance voltage comparison diagram of different turn to turn connections

2.2 分数匝变压器原理

针对变压器原、副边绕组交流阻抗造成输出电压跌落、降低系统效率问题，分数匝变压器结构的使用可以减小原、副边交流阻抗，进而减少损耗，提升系统效率。图10为分数匝变压器结构正半周期工作模态示意图，该结构使用两组变压器且均为E型磁芯，副边采用1/2匝绕组结构。E型磁芯中柱上的原边绕组电流激发向外方向的磁通，在分数匝绕组中产生感应电流以抵消原边绕组激发的磁场，感应电流从副边输出，经同步整流管SRbx、半匝绕组后通过输出电容向负载供电。

图10 分数匝变压器结构正半周期模态示意图Fig.10 Positive half cycle modal diagram of fractional turn transformer structure

2.3 分数匝变压器结构优化

图11所示为本文提出的1/2匝变压器结构优化过程，使用两组E型磁芯，以提升系统效率，降低散热难度。原边绕组串联绕制、副边绕组并联绕制，有利于电流与热量分散，进而提升系统效率。两组变压器的原边绕组均设计为4匝，副边绕组均设计为1/2匝，副边绕组在PCB板上绘制在同一层且放置在原边绕组之上，原边绕组在PCB板上绘制在同一层，如图11中①所示。然而在副边绕组放置过程中很难保证完全对称，副边绕组的不对称性将会导致并联输出系统产生内部环流，输出电压下降，系统效率降低。

图11 半数匝变压器结构优化过程Fig.11 Optimization process of half turn transformer structure

针对上述问题对绕组结构进行改进，如图11中②所示，以提高副边绕组对称性，其中灰白色绕组、灰黑色绕组分别代表不同工作模态下同时导通的绕组。为进一步降低电流回路的不对称性，减少系统环流，进一步改进绕组结构如图11中③所示，其中灰黑色绕组代表正向导通，灰白色绕组代表负向导通，正向感生电流导通回路与反向感生电流导通回路对称放置，可以实现系统输出无环流、副边电流无大小波问题。结合交错绕组可以减少交流阻抗原理，在设计时采用副边—原边—副边交错排列方式，如图11中④所示，降低绕组间磁动势，优化层间磁动势分布。

本文使用多层绕组结构，将原边绕组分层绕制，由于原边绕组匝数较少且宽度较小，绕组完全正对情况下产生的层间电容数值并不高。为减小系统原边寄生电阻影响，在设计时采用分层完全正对结构替代分层完全交错结构，如图11中⑤所示。同时，为减少系统终端损耗，在设计中将同步整流管集成在副边绕组上，如图11中⑥所示。通过分析气隙对系统的影响，此处采用多段气隙结构（2组E型磁芯、6段气隙结构），可以减少气隙磁通边界效应对绕组涡流的影响。未来可进行定制化磁芯集成设计，以进一步提高功率密度。

3 控制策略

系统启动仿真图如图12所示。LLC变换器在启动时，输出电容两端电压为0 V，变压器励磁电感两端电压被钳位在0 V，由于LLC电路通常工作在系统归一化频率附近，此时谐振腔网络等效阻抗为0，系统出现浪涌电流（见图12b和图12c）。浪涌电流会对开关管造成冲击，甚至损害开关管，同时浪涌电流的冲击还会导致系统输出电压出现超调（见图12d），这也不利于系统稳定运行。

图12 系统启动仿真图Fig.12 System startup simulation diagram

通常情况下，可以采用降频软启动方式减小启动浪涌电流，通过提高频率进而提高谐振网络等效阻抗，减少谐振腔环流，降低输出电压，同时缓慢降低频率直至谐振频率范围，将输出电压缓慢抬升至额定电压值。在这种情况下，LLC电路启动频率通常为谐振频率的4～5倍，对于本身谐振频率就相对较高的应用降频软启动时开关损耗急剧上升，不利于系统安全工作。针对此问题本设计采用频率固定但占空比渐增（两路PWM驱动死区逐渐减小，占空比逐渐上升，直至占空比达到0.5）的方式进行系统软启动，如图13所示，其中VO表示输出电压，VgsQ1表示逆变半桥上管驱动信号，VgsQ2表示逆变半桥下管驱动信号。

图13 渐变占空比软启动示意图Fig.13 Schematic diagram of gradual duty cycle soft start

当系统负载较轻时，采用正常的连续频率控制方式，如图14a所示，系统固定损耗无法降低，效率较低。针对此问题，本设计采用Burst突发模式控制方式，如图14b所示，通过间歇控制手段减小系统固定损耗及变压器励磁损耗等进而提升系统效率。间歇控制主要原理为：使LLC变换器工作在PWM模式下，将高频逆变输出等效为占空比方式进而调节输出电压，当控制信号为高，即高频逆变输出时，一次侧向二次侧传递能量，当控制信号为低，即高频逆变无输出时，一次侧不再向二次侧传递能量。

图14 连续控制与间歇控制模式对比示意图Fig.14 Schematic diagram of comparison between continuous control and intermittent control modes

最为常用的间歇控制模式为4脉冲和6脉冲控制方式，如图15所示。控制器采集输出电压进行比较，当输出电压跌落时开启驱动，当输出电压超调时关闭驱动。

图15 脉冲控制模式示意图Fig.15 Schematic diagram of pulse control mode

4 实验验证

图16为系统实物样机图，样机长度91 mm，宽度90 mm，高度12 mm，在系统输出功率500 W情况下，样机功率密度达到5.09×10-3W/mm3。样机所选器件具体参数如下：输入电容1µF，输出电容240µF，谐振电容11.25 nF，谐振电感9µH，励磁电感22µH×2（2个励磁电感）；半桥开关管选择GS66508B，同步整流管选择CSD18504Q5A，数字控制器为TMS320F28027，驱动芯片采用SI8273，同步整流芯片采用UCC24624，采样运放采用OPA365，LDO采用LM117。

图16 系统实物样机图Fig.16 Physical prototype diagram of the system

图17所示为系统软启动波形图。可以看出，系统输出电压逐渐升高且并无超调现象，谐振腔并未出现大电流浪涌震荡现象，系统应力较小，保证在安全工作范围。

图17 系统软启动波形图Fig.17 System soft start waveforms

图18给出了375 V额定电压输入条件下，谐振电流、输出电压、高频逆变半桥下管驱动电压以及逆变输出电压波形图。可以看出，在额定电压输入时开关管两端电压在驱动到来之前首先降至为0，ZVS实现良好，开通损耗较低，电压变化率较小，系统电磁干扰（electro magnetic interference，EMI）性能较好。此时变换器工作频率为455 kHz，谐振腔电流为正弦波，输出电压较为稳定，驱动电压波形稳定无振荡，系统稳定运行，此时输出功率为503.5 W，输入功率为524 W，效率达到96%。

图18 375 V电压输入系统各状态曲线图Fig.18 State curves of 375 V voltage input system

图19所示为50 W工况（即10%额定负载），采用4脉冲控制模式下，系统各点波形图。可以看到，间歇控制模式对输出电压几乎没有影响，输出电压几乎没有波动，稳定在12 V。高频逆变半桥输出一段时间脉冲方波后进入低电压震荡状态，谐振电流同样呈现脉冲状态，系统损耗较小。此时系统输入功率为55.1 W，输出功率50.3 W，在10%的负载情况下，系统效率可达91.3%。

图19 4脉冲系统轻载控制波形图Fig.19 4-pulse system light load control waveforms

5 结论

本文结合第三代半导体器件氮化镓设计了一款500 W高效率、高功率密度LLC实物样机，样机功率密度可达5.09×10-3W/mm3，额定电压375 V输入时系统效率可达96%，针对轻负载状态效率较低问题采用间歇控制，减少系统损耗，提升效率，10%负载下效率可达91.3%，从实践上证明了本文理论分析的可行性。