充电桩用充电模块劣化状态评估技术研究

代建港，祝令瑜，陈慧敏，李颖斌，关 宇，汲胜昌，熊 庆

（1.西安交通大学电力设备电气绝缘国家重点实验室，陕西西安 710049；2.国家电网公司北京电力科学研究院，北京 100075）

0 引言

为解决日益突出的能源危机和环境污染问题，新能源汽车已成为各国发展的主要战略[1-3]，现有充电设备的数量以及低效率的运维策略不能满足电动汽车未来使用需求[4-6]。我国将在未来5 年内建成超过480 万个分散式充电设备[7-8]，同时将全面提升充电设备功率等级以满足电动汽车长续航要求。大功率充电技术作为新一代直流充电技术，功率等级将提升至200 kW～500 kW，新能源汽车续航里程因此将达到400 km～500 km[9-11]。

电动汽车充电设备市场规模庞大且发展迅速，大功率充电技术具有广阔的应用前景，因此对目前充电桩和未来大功率充电设备的核心部件充电模块进行状态评估十分必要。充电模块属于复杂电力电子系统，内部含有大量功率开关器件金属氧化物半导体场效应晶体管（Metal Oxide Semiconductor Field Eff-ect Transistor，MOSFET）、功率二极管、铝电解电容、金属化膜电容和控制用电子元件。据统计MOSFET 和铝电解电容属于最容易发生故障的元器件，长时间运行的失效率高达51%[12]，因此研究这2类关键元器件劣化引发的充电模块运行性能变化并提出劣化状态评估技术具有重要意义和应用价值。

已有大量文献对交直流充电桩、车载充电机等充电设备展开研究以实现健康状态实时监测与评估。文献[13-14]针对充电模块MOSFET 开路故障，以小波包能量谱法提取三相输入电流中的特征信息，使用BP 神经网络实现开路MOSFET 的定位。文献[15]基于充电设备技术性能要求和安全因素，以等级定义了充电桩的健康状态，使用不确定层次分析法和多种主客观赋权方法综合评估直流充电桩健康状态等级，针对评估结果提出检修维护建议。文献[16]基于模糊层次分析法对充电桩、管理平台、用户终端以及各单元之间的通信链路这一完整的电动汽车充电桩系统进行信息安全风险评估，识别系统安全风险，针对识别结果提出防护措施。文献[17]从基础评价、不良工况评价、检修评价和健康度评价4 个方面整合得到充电桩健康状态，并基于充电桩历史评分对未来健康评分进行预测。文献[18]使用投影寻踪等级评价模型将电动汽车充电桩的多个评价指标投影为综合评价指标。文献[19]获取充电设备的运行参量，统一量化后使用变权分析方法计算权重，突出充电设备的薄弱环节。文献[20]以技术、经济、环境、安全4 个方面作为评价指标，将测试数据转化为评价值后加权综合得到评价结果，并给出具体运维建议。

目前针对充电设备状态评估技术的研究多集中于充电模块开路故障检测和充电设备整体健康状态等级划分以及评价模型的建立。

其他功率变换器状态监测技术集中于对关键元器件的研究，包括铝电解电容状态监测技术、功率开关器件状态监测技术[21-24]，尚未对功率变换器系统级劣化状态的评估方法进行研究。

本文针对充电桩用充电模块，基于内部元器件状态劣化研究充电模块健康状态受影响后的运行特性，选取易于采集的信号转换效率作为特征参量，对充电模块的劣化状态进行评估。首先基于充电模块的工作原理搭建2 级电路仿真模型；然后通过仿真模型研究元器件劣化对运行特性的影响，为表征充电模块劣化状态的特征参量选取提供基础；最后通过试验数据选取特征参量实现对充电模块整体劣化状态的评估。

1 充电模块工作原理与仿真模型

充电模块一般采用两级变换结构。前级整流部分普遍采用三电平维也纳（VIENNA）整流电路，其拓扑结构如图1 所示。VT1—VT6为全控型开关器件MOSFET，通过控制不同工作区内MOSFET 的开关状态可以稳定电容Cv1和Cv2两端电压，从而实现整流；La，Lb，Lc分别为abc 三相电感，ua，ub，uc，uo分别为abc 三相输入电压和输出电压，ia，ib，ic分别为abc三相电流，D1—D6为整流二极管。

图1 VIENNA整流电路Fig.1 Topology of VIENNA rectifier circuit

充电模块后级直流变换部分多采用LLC 谐振变换电路，其拓扑结构如图2 所示。其中，Q1—Q4为全控型开关器件MOSFET；Lr为谐振电感；Lm为励磁电感；Cr为谐振电容；Cf为稳压电容，ui为输入电压，Dr1—Dr4为谐振变化整流二极管，变压器为等效变压器模型。此电路拓扑利用MOSFET 寄生二极管Dp1—Dp4的续流作用实现0 电压导通，利用MOSFET 结电容C1—C4的缓冲作用实现零电压关断，可以有效降低开关损耗。

图2 LLC谐振变换电路Fig.2 LLC resonant conversion circuit

VIENNA 整流电路采用电压外环电流内环的控制策略和空间矢量脉宽调制策略，通过三相输入电压参考值、三相输入电流实测值、直流输出电压实测值、直流侧两滤波电容电压值即可得到6 个MOSFET 的控制信号。LLC 谐振变换电路采用脉冲频率调制策略，根据输出电压设置值与实际值的差值控制MOSFET 的开断频率[25]。

依照深圳英可瑞公司的EVR500-7500 型充电模块在Simulink 平台中搭建仿真模型，主要参数如表1 所示。

表1 仿真模型参数Table 1 Simulation model parameters

国家标准NB/T33008.1—2018 要求充电模块直流输出电压纹波系数不超过±0.5%；转换效率不低于95%；功率因数不低于0.99；输入电流总谐波畸变率不超过5%。

充电模块仿真模型的输出电压为500 V，输出功率为额定功率7.5 kW 时，纹波系数约为0.015%；输入功率约为7.8 kW，输出功率约为7.5 kW，转换效率约为96.15%；经Power（Positive-Sequence）模块计算功率因数始终在0.99 以上；使用Powergui 模块计算输入电流总谐波畸变率为2.78%，模型参数均满足技术标准。

2 元器件劣化对充电模块运行特性的影响

MOSFET 在充电模块长期运行过程中会经历电热应力循环，各层材料界面处会产生剪切应力，导致焊接材料中出现裂纹和空洞，从而导致漏源极导通电阻以及结-壳热阻增大，目前MOSFET 劣化失效判定准则为漏源极导通电阻增量为初始值的15%[26]。纹波电流分量流过铝电解电容会在等效串联电阻（Equivalent Series Resistance，ESR）上产生功率损耗导致电解液蒸发，而ESR 会随着电解液蒸发而不断增大，形成正反馈加速劣化过程，铝电解电容的劣化失效判定准则为25 ℃条件下电容值衰减20%或ESR 增大至初始值的2.8～3 倍[12]。

2.1 MOSFET劣化对充电模块运行特性的影响

充电模块前后级电路MOSFET 承受的电热应力不同，因此在运行相同时间情况下，两者的导通电阻增量不一致。MOSFET 的功率损耗分为通态损耗和开关损耗两部分，且通态损耗远低于开关损耗，因此可以忽略通态损耗。MOSFET 的开关损耗与开关频率成正比，充电模块前级电路开关频率为50 kHz，后级电路开关频率为70～150 kHz，可以认为后级电路MOSFET 的功率损耗增量为前级电路的2 倍，在运行相同时间情况下，后级电路MOSFET的劣化进程是前级电路MOSFET 的2 倍，将后级电路MOSFET 导通电阻增量设置为前级电路MOSFET 的2 倍来模拟这一劣化进程。

依据K39N60 型MOSFET 数据手册，将充电模块仿真模型中MOSFET 导通电阻初始值设置为55 mΩ，考虑到前级VIENNA 整流器的三相对称性和后级LLC 谐振变换器的全桥结构对称性，将劣化后前后级电路MOSFET 的导通电阻分别设置为57.75 mΩ和60.5 mΩ（对应的导通电阻增量为5%和10%），模拟MOSFET 劣化情况。MOSFET 劣化前后充电模块的A 相输入电流和直流输出电压如图3 所示。

图3 MOSFET劣化前后充电模块运行参数Fig.3 Operating parameters of charging module before and after MOSFET deterioration

由图3 可知，MOSFET 劣化状态设置前后充电模块A 相输入电流产生微小的负向偏置，整体输出电压产生了约0.01 V 的变化。MOSFET 劣化状态设置前充电模块的转换效率为93.38%。MOSFET劣化状态设置后充电模块的转换效率为93.22%。MOSFET 劣化导致充电模块转换效率下降约0.16%。导通电阻增大引起的功率损耗增量是由输入端补充的，基本不影响输出端。

2.2 铝电解电容劣化对充电模块运行特性的影响

铝电解电容的劣化特征参量为电容值衰减量和ESR 增量，两者的失效阈值分别为20%和200%。依据EVR500-7500 型充电模块中铝电解电容的实测数据，仿真模型中电容初始状态参数设置如下：前级电路电容值为700 μF，ESR 为350 mΩ；后级电路电容值为400 μF，ESR 为700 mΩ。劣化状态下前后级电容的电容值分别设置为560 μF 和320 μF（电容值衰减量为20%），ESR 分别设置为1.05 Ω和2.10 Ω（ESR 增量为200%）。铝电解电容劣化前后充电模块A 相输入电流和直流输出电压如图4 所示。

图4 铝电解电容劣化前后充电模块运行参数Fig.4 Operating parameters of charging module before and after deterioration of aluminum electrolytic capacitors

由图4 可以看出，铝电解电容劣化状态设置前后充电模块A 相输入电流幅值增大，增幅约0.89 A。充电模块输出电压幅值和平均值基本不变，但是纹波系数明显增大。

经计算，铝电解电容劣化状态设置前充电模块的转换效率为93.38%，劣化状态设置后充电模块的转换效率为92.95%，铝电解电容劣化同样会导致充电模块转换效率下降约0.43%。铝电解电容劣化对充电模块转换效率的影响要大于MOSFET。ESR 增大引起的功率损耗增量同样是由输入端补充的。

2.3 运行特征量与评估方法

由2.1 和2.2 节分析可知，MOSFET 和铝电解电容劣化会导致充电模块的输入电流有效值、输出电压纹波系数和转换效率等运行参数发生变化。但在同一输出电压等级下，不同充电模块的输出电压纹波系数没有明显差异。一方面是因为环境中存在干扰，导致输出电压脉动峰值和脉动谷值的测量均存在误差；另一方面是因为充电模块在不同输出电压下纹波系数的数值较小，最大的纹波系数是在275 V 输出电压条件下产生的，其值不超过0.005，因此难以作为评判依据。

充电模块的转换效率信号中已包含输入电流和输出电压有效值信息，因其有变化直观易于观察和与充电模块的主要功能相关的优点，所以本文选用转换效率作为表征元器件劣化状态的运行特征量。

由2.1 和2.2 可知，当MOSFET 门极阈值电压和漏源极导通电阻两者中的任意一个超过失效阈值15%即可认为MOSFET 处于非健康状态；当铝电解电容的ESR 增量超过200%或者电容值衰减百分比超过20%即可认为铝电解电容处于非健康状态。基于此提出元器件健康度的概念，健康度与静态参数相对劣化增量负相关，MOSFET 的健康度是由门极阈值电压和导通电阻的相对劣化增量共同决定的，铝电解电容的劣化状态是由电容值衰减百分比和ESR 相对劣化增量共同决定的，并以元器件健康度的均值作为充电模块整体健康度。因此，提出一种基于运行特征量（不同输出电压下的转换效率）与整体健康度的充电模块劣化状态评估方法。

3 充电模块劣化状态评估技术

3.1 实验平台

充电模块劣化状态评估试验平台包括运行试验平台和静态参数测试平台2 部分。

运行实验平台主要由充电模块、上位机、信号采集单元和负载单元组成，如图5 所示。选用深圳英可瑞公司的EVR500-7500 充电模块，上位机通过控制器局域网（Controller Area Network，CAN）通信控制充电模块的电压电流输出，信号采集单元包括LA-100P 霍尔型电流传感器、P5200A 高压差分探头及NI-DAQ 采集卡，负载单元选用100 kW 的纯阻性负载箱。图5 中的温度采集单元用于CAN 通信报文检验。

图5 运行实验平台Fig.5 Operating experimental platform

MOSFET 静态参数测试平台用以测量MOSFET的门极阈值电压Vth和漏源极导通电阻Ron。

铝电解电容的静态参数测试平台为IM3570 阻抗分析仪，量程为100 mΩ～100 MΩ，频率范围为4 Hz～5 MHz，误差不超过0.08%，测量时间为0.5 ms，用以测量铝电解电容的电容值和ESR。

3.2 充电模块参数

根据3.1 节构建实验平台给出4 台不同运行年限充电模块的静态参数。

元器件静态参数实测值受到出厂分散性和劣化共同作用的影响，在实际工程应用场景中，往往缺失元器件静态参数的出厂基准值，因此需要通过数学方法计算其近似值，以后级电路8 个MOSFET的导通电阻静态参数为例进行说明。

充电模块后级电路所使用的MOSFET 型号一致，因此假设8 个MOSFET 导通电阻的基准值相同；2 组LLC 并联结构具有对称性，因此可以假设8个MOSFET 导通电阻的劣化增量相同，则基准值、分散值、实测值和劣化增量的关系如式（1）所示：

式中：r0为导通电阻初始值；xi为分散性导致的导通电阻变化百分比；ri为导通电阻实测值；Δr为导通电阻劣化增量。

式（1）所示线性方程组的系数矩阵秩为8，未知量个数为10，因此线性方程组不能直接求解。将式（1）进行变换，即：

式中：a为导通电阻倒数；b为变化增量。

由式（2）可知xi和ri具有线性关系。而分散值xi是符合正态分布的，在数据量足够大的情况下，其平均值为0。本节数据量较小，不能认为分散值的平均值为0，但待计算基准值的近似值应让分散值的平均值尽可能接近零，因此可以用非线性规划模型求基准值和劣化增量的近似解，即：

因为由最大实测值计算得出的分散值不超过可能出现的最大分散值，所以a×rmax+b≤xmax；因为由最小实测值计算得出的分散值不小于可能出现的最小分散值，所以a×rmin+b≥xmin；由于实验用充电模块都能正常工作，认为所有MOSFET 均未到达失效阈值，即Δr/r0不超过15%，同时因为Δr为正值，所以-1.15 ≤b≤-1；认为可能出现的分散值上限为基准值的100%，同时因为r0(1+xi)＞0，因此xmax和xmin均在[-1，1]区间内。求解式（3）可得到a和b的最优解，进一步通过式（2）可求得基准值和劣化增量的近似值。

通过式（2）和式（3）对4 台充电模块前后级电路MOSFET 门极阈值电压和导通电阻的基准值和劣化增量的进行估算，可计算得到所有MOSFET 静态参数基准值和劣化增量如表2 和表3 所示。

表2 MOSFET静态参数基准值Table 2 MOSFET static parameter reference values

表3 MOSFET静态参数劣化增量Table 3 Deterioration increment of MOSFET static parameters

改变非线性规划数学模型的约束条件同样可以计算4 台充电模块前后级电路铝电解电容ESR的基准值和劣化增量。

3.3 实验结果分析与验证

基于运行实验平台测量并计算4 台不同充电模块在不同输出电压等级下的转换效率，如图6 所示。由图6 可知，充电模块的转换效率随着输出电压的提高逐渐增大，不同充电模块在同一输出电压等级下的转换效率具有明显的规律性差异：在转换效率随着输出电压的提高达到最大值前，模块1 和模块4 的转换效率始终大于模块3，模块3 的转换效率始终大于模块2。

图6 不同输出电压等级下的转换效率Fig.6 Conversion efficiency at different output voltage levels

MOSFET 和铝解电容的健康度与静态参数相对劣化增量的关系如图7 所示，以MOSFET 为例，x轴为门极阈值电压Vth相对老化增量，y轴为导通电阻Ron相对老化增量，相对老化增量指的是绝对老化增量除以基准值，z轴为MOSFET 健康度。

图7 元器件健康度与静态参数相对劣化增量的关系Fig.7 Relationship between component health and relative deterioration increment of static parameters

通过非线性规划计算得到的静态参数相对劣化增量与健康度曲面，即可计算前后级电路MOSFET和铝电解电容的健康度，如表5 所示。

表5 各模块元器件健康度Table 5 Component health of each module %

经计算，模块1—4 的整体健康度分别为67.385 3，66.338 3，67.256 7 和67.663 8，计算结果表明4 台充电模块整体健康度的关系为模块4＞模块1＞模块3＞模块2，与所测转换效率的大小关系基本一致，说明充电模块转换效率随整体健康度的提升而增大。利用模块2—4 即可建立运行特征量（不同输出电压下的转换效率）与充电模块整体健康度的数学模型，由于模块2—4 的整体健康度较为接近，因此补充充电模块健康度为100（出厂）时的运行特征量可使数学模型更加准确。所建立的数学模型如图8 所示。

图8 转换效率与模块整体健康度、输出电压的关系曲面Fig.8 Relationship between conversion efficiency，overall health of module and output voltage

图8 所示曲面的数学表达式为二元五次多项式。利用模块1 验证所提出数学模型的准确性，模块1 在不同输出电压下的实际转换效率和数学模型计算所得转换效率的对比如图9 所示。

图9 模块1转换效率实际值与计算值对比Fig.9 Comparison between actual value and calculated value of conversion efficiency of module 1

从图9 可知，模块1 转换效率实际值与计算值的最大误差为0.28%，表明所提出的充电模块元器件健康度计算模型以及运行特征量与充电模块整体健康度之间的数学模型具有较高准确性。

在工程应用场景中，只需要测量充电模块多个输出电压等级下的转换效率，代入图7 所示曲面即可计算得到表征充电模块劣化状态的整体健康度，如果低于60 则需要对此充电模块进行维修或者更换。

4 结语

本文对充电桩核心部件充电模块劣化状态评估技术进行研究，提出了一种基于转换效率的劣化状态评估方法，建立了转换效率与输出电压等级和表征充电模块劣化状态的整体健康度之间的数学模型，并通过实验对模型进行了验证，表明以转换效率作为特征量能够区分劣化状态不同的充电模块。所提出的充电模块劣化状态评估方法对于包括充电桩在内的充电设备智能化运维具有一定的指导意义。