基于T 型谐振器的抗干扰矩形波导缝隙阵列天线设计

陈雪盟 梁仙灵* 张晓汉 李洪吉 耿军平 金荣洪 汪伟

（1.上海交通大学，上海 200240；2.华东电子工程研究所，合肥 230088）

引言

随着无线通信系统向小型化、多功能方向发展，为确保不同频段的无线电终端能够同时有效地工作，滤除来自其他终端的干扰显得尤为重要.现有方法是在天线后端级联滤波器来解决这些干扰问题[1-3].但级联滤波器将占据通信系统一定的空间，不适合系统小型化发展.若将天线与滤波器融合，彼此共享体积，则可以在不增加天线尺寸的前提下提升系统的抗干扰能力.

波导缝隙阵列天线具有辐射效率高、功率容量大、机械强度好、天线剖面低等优点，被广泛应用于无线通信、雷达系统等[4-9].目前波导缝隙阵列天线抗干扰的方法主要有两种：第一种是将滤波器与波导缝隙阵列天线的馈电网络融合设计[10-12].如文献[10]中将消失模滤波器与脊波导缝隙阵列天线的馈电功分网络融合设计，实现了高于30 dB 的带外增益抑制；文献[12]中将双工器与多层波导缝隙阵列天线的馈电网络融合设计，实现了高于50 dB 的带外增益抑制.此种设计方法较为简单，不需要考虑引入的滤波结构对天线辐射特性的影响，但一般适用于馈电网络空间较大的阵列天线.

基于此，本文提出了一种基于T 型谐振器的抗干扰矩形波导缝隙阵列天线，在C 波段能够高效辐射，在X 波段具有较好的抗干扰能力.与传统矩形波导缝隙阵列天线相比较，本文设计天线抗干扰能力提升了32.2～69.3 dB.

1 基于T 型谐振器的矩形波导分析

本文通过在矩形波导下壁引入周期性的T 型谐振器来提升天线的抗干扰能力.图1 给出基于T 型谐振器的矩形波导的结构及其等效电路.如图1(a)所示，T 型谐振器由一个厚度为t、长度为l、宽度为w的薄矩形金属膜片和一个直径为D、高度为h的金属圆柱组成，两相邻T 型谐振器间距为p.矩形波导的内壁尺寸为a×b.每个T 型谐振器的矩形金属膜片与波导的下壁之间可等效为电容C1，T 型谐振器的金属圆柱可等效为与之并联的电感L1；相邻的T 型谐振器之间由于耦合作用形成耦合电容C2和耦合电感L2.因此，基于T 型谐振器的矩形波导可等效为图1(b)所示的带阻滤波电路.

图1 基于T 型谐振器的矩形波导及其等效电路Fig.1 T-shaped resonator-based rectangular waveguide and its equivalent circuit

选择标准波导BJ84 作为波导内壁，尺寸为a×b=28.5 mm×12.6 mm.取T 型谐振器的尺寸为：t=0.5 mm，l=5.2 mm，w=10 mm，D=2 mm，h=2 mm，p=10 mm.观察基于T 型谐振器的矩形波导的色散图，如图2所示.图中显示了波导中TE10模，TE11模和TE20模对应的色散曲线.可见，在4.61～7.45 GHz，电磁波以TE10模在波导中传播；在7.45～9.23 GHz，不存在传播模式，则电磁波在波导内不能传播.将TE10模对应的频率范围(f1,f2)定义为通带，将电磁波不能传输的频率范围(f2,f3)定义为阻带.

图2 基于T 型谐振器的矩形波导的色散图Fig.2 Dispersion diagram of the T-shaped resonator-based rectangular waveguide

图3 给出了T 型谐振器参数t、l、w、D、h、p的变化对通、阻带分布情况的影响.一个参数变化时，其他参数取值不变.相比之下，参数t和p的变化对通、阻带带宽以及频率范围都影响较小；参数l、w和D的变化主要影响通带带宽以及阻带的频率范围；参数h的变化对通、阻带带宽及频率范围都有显著的影响.

图3 通、阻带分布随T 型谐振器的不同参数变化Fig.3 Distributions of passband and stopband vary with different parameters of T-shaped resonator

具体地，图3(a)中，随着参数t从0.2 mm 增加到0.8 mm，波导的截止频率f1从4.73 GHz 下降为4.57 GHz，通、阻带交界频率f2从7.74 GHz 下降为7.15 GHz，阻带最高频率f3从9.33 GHz 下降为9.15 GHz，对应通带带宽由3.01 GHz 减小为2.58 GHz，阻带带宽由1.59 GHz 增大为2.00 GHz；图3(b)中，随着参数l从4.0 mm 增加到6.4 mm，波导的截止频率f1从4.74 GHz 下降为4.59 GHz，通、阻带交界频率f2从8.04 GHz 下降为6.78 GHz，阻带最高频率f3从9.70 GHz 下降为8.97 GHz，对应通带带宽由3.30 GHz 减小为2.19 GHz，阻带带宽由1.66 GHz 增大为2.19 GHz；图3(c)中，随着参数w从8.5 mm 增加到11.5 mm，波导的截止频率f1从4.72 GHz 下降为4.58 GHz，通、阻带交界频率f2从7.96 GHz 下降为6.94 GHz，阻带最高频率f3从9.80 GHz 下降为8.82 GHz，对应通带带宽由3.24 GHz 减小为2.36 GHz，阻带带宽由1.84 GHz 增大为1.88 GHz；图3(d)中，随着参数D从1.2 mm 增加到2.8 mm，波导的截止频率f1从4.59 GHz 上升为4.69 GHz，通、阻带交界频率f2从6.47 GHz 上升为8.10 GHz，阻带最高频率f3从8.38 GHz 上升为10.08 GHz，对应通带带宽由1.88 GHz 增大为3.41 GHz，阻带由1.91 GHz 增大为1.98 GHz；图3(e)中，随着参数h从1.0 mm 增加到3.5 mm，波导的截止频率f1从4.98 GHz 下降为4.13 GHz，通、阻带交界频率f2从9.32 GHz 下降为5.87 GHz，阻带最高频率f3从10.26 GHz 下降为8.90 GHz，对应通带带宽由4.34 GHz 减小为1.74 GHz，阻带带宽由0.94 GHz 增大为3.03 GHz；图3(f)中，随着参数p从8.0 mm 增加到11.5 mm，波导的截止频率f1从4.61 GHz上升为4.70 GHz，通、阻带交界频率f2从7.25 GHz上升为7.45 GHz，阻带最高频率f3从9.56 GHz 下降为9.13 GHz，对应通带带宽由2.64 GHz 增大为2.75 GHz，阻带带宽由2.31 GHz 减小为1.68 GHz.根据以上参数分析，可以根据不同需求通过调整T 型谐振器的参数l、w、D、h调控通、阻带的分布.

进一步，对比基于T 型谐振器的矩形波导与传统矩形波导在5.8 GHz(通带内)和8.5 GHz(阻带内)处的电场分布，结果如图4 所示.5.8 GHz 处，两波导的电场都沿传播方向呈现周期性，但显然基于T 型谐振器的矩形波导的波长更短，呈现慢波特性.8.5 GHz 处，传统波导的内部电场仍均匀分布，而基于T 型谐振器的矩形波导的内部电场沿传播方向衰减，呈现滤波特性.此外，在输入功率均为1 W 时，两波导在5.8 GHz 处的最大场强分别为5 576.0 V/m(基于T 型谐振器的矩形波导)和6 462.0 V/m(传统矩形波导).可见，加载T 型谐振器在一定程度上降低了波导传输线的功率容量，考虑波导缝隙天线的功率容量主要受限于馈电部分，因此加载T 型谐振器对波导缝隙天线的功率容量影响很小.

图4 基于T 型谐振器的矩形波导和传统矩形波导在5.8 GHz 和8.5 GHz 处的内部电场分布Fig.4 Inner electric field distributions at 5.8 GHz and 8.5 GHz of the T-shaped resonator-based and traditional rectangular waveguides

图5 对比了基于1 个、4 个、8 个、16 个T 型谐振器的矩形波导与传统矩形波导的传输系数，波导内壁尺寸、波导长度、谐振器的尺寸、周期都与图4一致，谐振器加载在波导下壁的中间位置.由图5 可知，加载T 型谐振器使波导的截止频率下降，且谐振器的数量越多，截止频率越低，最终由5.3 GHz(传统矩形波导)左右下降为4.7 GHz 左右(加载16 个T 型谐振器).在5.6～6.9 GHz，传统矩形波导的传输系数为-0.23 dB.加载T 型谐振器引入了一定插损，使矩形波导的传输系数下降，且随着谐振器数量的增多，插入损耗由0.31 dB(加载1 个T 型谐振器)增大为0.85 dB(加载16 个T 型谐振器).在7.8～9.4 GHz，随着谐振器数量增加，传输系数大幅下降，基于16 个T 型谐振器的矩形波导的传输系数小于-100 dB，在此频段内电磁波的传播得到有效抑制.与色散曲线计算得到的阻带(7.45～9.23 GHz)频率范围存在一些差异，这是因为色散曲线计算的是无限长的周期结构，而传输系数计算的是有限长波导.

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图5 基于T 型谐振器的矩形波导与传统矩形波导的传输系数Fig.5 Transmission coefficients of the T-shaped resonatorbased rectangular waveguide and traditional waveguide

图6 给出了基于T 型谐振器的矩形波导在5.8 GHz 处上表面内壁电流分布情况.其上表面内壁电流与传统矩形波导的分布情况类似，可以根据传统矩形波导缝隙阵列天线的设计方法在它的上壁切割交错纵缝实现能量辐射[16].

图6 基于T 型谐振器的矩形波导的上表面内壁电流分布Fig.6 Inner upper current distribution of the T-shaped resonator-based rectangular waveguide

2 天线结构与仿真结果分析

2.1 天线结构

抗干扰矩形波导缝隙阵列天线的结构如图7(a)所示.T 型谐振器的尺寸仍选择：t=0.5 mm，l=5.2 mm，w=10 mm，D=2 mm，h=2 mm，p=10 mm.波导内壁宽度为a，高度为b，壁厚为t1.在波导上壁切割四个间距相等、交错排布的纵缝实现能量辐射.缝隙长度为ls，宽度为ws，与波导中心线的偏移距离为d，两相邻缝隙中心间距为λg/2.λg为天线工作中心频率的波导波长.天线利用阶梯状金属块实现阻抗匹配，并通过SMA 同轴探针进行馈电，接头的外导体与波导下表面相连接，内导体通过阶梯状金属匹配块与波导上表面连接.同时，设计一个传统矩形波导缝隙阵列天线作为参考天线，参考天线的结构如图7(b)所示.两天线的参数取值如表1 所示.

图7 抗干扰天线和参考天线结构图Fig.7 Configuration of the anti-interference and the reference antennas

表1 抗干扰天线与参考天线参数取值Tab.1 Dimensions of the anti-interference and reference antennas mm

2.2 仿真结果分析

图8 比较了抗干扰天线与参考天线仿真的端口反射系数.抗干扰天线与参考天线的-10 dB 阻抗带宽分别为8.7% (5.5～6.0 GHz)和10.3% (5.5～6.1 GHz).图9(a)、(b)为两天线在工作中心频率5.8 GHz 处E 面、H 面远场辐射方向图.可以看出，抗干扰天线与传统矩形波导缝隙阵列天线具有相似的辐射特性.此外，抗干扰天线的E 面方向图主瓣宽度略宽于参考天线，这是由于其波导内壁宽度a更小.

图8 抗干扰天线与参考天线仿真的端口反射系数Fig.8 Simulated reflection coefficients of the anti-interference and reference antennas

图9 抗干扰天线与参考天线5.8 GHz 处的远场辐射方向图Fig.9 Simulated radiation patterns at 5.8 GHz of the antiinterference and reference antennas

图10 比较了两天线在5～10 GHz 的仿真增益曲线.在-10 dB 阻抗带宽范围内，抗干扰天线和参考天线的增益分别为11.7～12.9 dBi 和12.6～13.2 dBi.抗干扰天线整体的增益较低，这是由于其口径面积只有参考天线的二分之一.天线效率e一般用下面的公式计算[17]：

式中：G表示天线的增益；D表示天线的方向性系数；λ 为自由空间波长；Ae为天线有效口径，

抗干扰天线在-10 dB 阻抗带宽内的效率为75.5%～89.1%，参考天线为70.9%～74.3%.可见，抗干扰天线具有更高的效率，主要原因是阵列缝隙分布更加紧凑，由此带来的口径效率提升足以抵消加载T 型谐振器引入的插损.

从图10 还可以看出，抗干扰天线在7.8～9.4 GHz 的增益为-77.0～-48.3 dBi，参考天线在此频带内的增益为-18.3～7.6 dBi.相比于参考天线，抗干扰天线在7.8～9.4 GHz 增益降低了32.2～69.1 dB.

3 测试结果与误差分析

为了验证设计的抗干扰矩形波导缝隙阵列天线的性能，对图7(a)中的抗干扰天线进行了加工测试.天线的制作材质为铸造铝合金ALSi10Mg，加工方法为3D 金属打印技术.相对于传统的机加工技术，3D 金属打印技术成本低，适合加工复杂结构.天线的加工实物如图11 所示，天线的外场测试环境及测试装置如图12 所示.

图11 抗干扰天线加工实物图Fig.11 Fabricated anti-interference antenna

图12 天线外场测试环境及测试装置Fig.12 Antenna open field measuring environment and measuring devices

抗干扰天线端口反射系数的仿真和测试结果如图13 所示.天线测试的-10 dB 阻抗带宽为5.5～6.1 GHz.在7.9～9.6 GHz 的频带内，天线的端口反射系数接近0 dB，此时能量几乎完全被反射，对应天线的增益抑制频带.相对于仿真结果，抑制频带向高频稍微偏移，这主要是T 型谐振器的尺寸加工误差引起.

图13 抗干扰天线仿真和测试的端口反射系数Fig.13 Simulated and measured reflection coefficients of the anti-interference antenna

抗干扰天线在5.6 GHz、5.8 GHz 和6.0 GHz 处的仿真和测试H 面远场辐射方向图分别如图14 所示.测试结果和仿真结果呈现良好的一致性，天线的交叉极化电平比主极化电平低38 dB 以上.

图14 抗干扰天线仿真和测试的H 面辐射方向图Fig.14 Simulated and measured H-plane radiation patterns of the anti-interference antenna

图15 给出了抗干扰天线的仿真和测试增益曲线对比.在-10 dB 阻抗带宽范围内，抗干扰天线测试的增益为11.5～12.8 dBi，对应天线效率为72.1%～87.3%.测试增益比仿真增益(11.7～12.9 dBi)略低，主要原因为3D 打印的金属表面粗糙度较大，引起损耗.此外，在7.9～9.6 GHz，抗干扰天线增益低于-43.6 dBi，相对于工作频带实现了高于56.4 dB 的增益抑制.

图15 抗干扰天线仿真和测试的增益曲线Fig.15 Simulated and measured realized gains of the antiinterference antenna

表2 对比了本文设计的与已有相关文献中的抗干扰波导缝隙阵列天线的性能，其中，抑制水平为工作频带内最大增益与抑制频带内天线增益的差值，效率为工作频带内测试的最大天线效率.显然，与文献[10,12]相比较，本文设计天线采用在辐射缝隙波导中融合设计滤波结构的方法，结构更加紧凑；与文献[13-15]相比较，本文设计天线效率更高，具有更宽的抑制频带带宽，以及更强的抗干扰能力.

表2 抗干扰波导缝隙阵列天线性能对比Tab.2 Comparison with other anti-interference antennas

4 结论

本文提出了一种基于T 型谐振器的抗干扰矩形波导缝隙阵列天线.通过在四缝隙矩形波导缝隙阵列天线的下壁引入周期性的T 型谐振器，提升了天线的抗干扰能力.该天线的实测阻抗带宽达到10.3%(5.5～6.1 GHz)，效率超过72.1%，在此频带内具有和传统矩形波导缝隙阵列天线相似的辐射特性；同时对抑制频带(7.9～9.6 GHz)内的能量抑制水平高达56.4～80.5 dB.与现有文献中的抗干扰天线相比，本文所提出的天线具有更宽的抑制频带带宽以及更强的抗干扰能力.通过调整T 型谐振器的尺寸，可以调节天线的工作频带和抑制频带，满足不同的实际需求.