一种红外焦平面阵列探测器的新型非均匀性校正电路*

陈力颖，王慧雯，李 勇，高竹梅

(1.天津工业大学电子与信息工程学院，天津 300387；2.天津工业大学天津市光电检测技术与系统重点实验室，天津 300387；3.台州国晶智芯科技有限公司，浙江 台州 318014)

红外成像系统主要由非制冷红外探测器阵列(Infrared Focal Plane Array，IRFPA)[1]和读出集成电路(Readout Integrated Circuit，ROIC)[1]组 成。IRFPA常用的探测器包括微测辐射热计(Micro-Bolometer)和热释电探测器两种，前者具有不需要辐射调制、可以对辐射作绝对测量等优点，成为当前IRFPA 研究的主要方向。 红外焦平面阵列的功能是将红外辐射转换成可测量的电信号[2]，是IRFPA技术的核心，也最具发展活力，其结构如图1 所示。由于技术的限制，IRFPA 的探测器元件之间存在很多差异，如电阻、导热系数、热容等红外吸收参数不同，即非均匀性(Non-Uniformity，NU)[3]。 由于非均匀性限制了IRFPA 的发展，需要加入调节模块对读出电路进行非均匀性校正，常见的非均匀性的校正方法目前分为两大类，一类是基于定标的校正方法[4]，主要有一点校正法、两点校正法以及多点校正法；另一类是基于场景的校正算法[4]，主要有恒定统计法、时域高通滤波法以及神经网络算法等。片外进行非均匀性的校正会减小红外探测器的动态范围，所以非均匀性可以在信号读出阶段或者系统内部进行片上非均匀性校正[5]。

图1 红外焦平面阵列读出电路结构图

红外探测器产生非均匀性的原因多种多样，外界环境和探测器自身的影响都会产生非均匀性[6]。产生非均匀性的自身因素主要是读出电路内部产生的[7]，在非制冷红外探测器中，IRFPA 明像元阵列的明像元电阻由于受到红外辐射，引起自身温度变化，阻值会发生相应的变化，由于制造工艺的不同，盲像元电阻值不随温度变化，这样就会引起明盲像元支路电流差发生变化，从而积分电流产生变化，再通过电容反馈互导放大器(Capacitance Trans-impedance Amplifiers，CTIA)转换为电压输出引起输出电压值的不稳定[8]。 为了更加准确地消除探测器内部的非均匀性，本文设计了一种在信号读出阶段进行非均匀性校正的电路，根据非均匀性产生的原因进行片上非均匀性校正，利用共源共栅电流镜能够减小MOS 管沟道长度调制效应的原理，在单位像元电路中加入共源共栅电流镜提高电流精度[9]，并且加入放大器负反馈电路进一步降低电路的非线性失真情况[10]，从而调节明盲像元电流差，进而调节积分电流的大小来进行片上的非均匀性校正，有效降低了非均匀性对工作电路的影响。

1 电路结构设计以及工作原理

图2 为新型非均匀性校正电路原理图，由共源共栅电流镜组成的补偿电流电路产生的补偿电流补偿给比例电流支路，使比例电流支路产生可以控制的比例电流送给放大器负反馈结构，放大器负反馈结构产生的校正电流用于单位像元电路中的明盲像元阵列，使CTIA 产生更准确的输出信号。

图2 非均匀性校正电路原理图

新型非均匀性校正电路结构如图3 所示，VSK1、VGSK1、VGFID 为模拟电压信号，M0 ～M9 以及R0～R3 构成补偿电流产生电路，M10 ～M18 以及三个传输门构成比例电流支路，放大器负反馈结构与明盲像元阵列校正积分电流Integrate＿en、Rst＿en、ROW＿SEL 为数字信号。 其中，Integrate＿en 为使能信号，Rst＿en 为M7 的开关信号，ROW＿SEL 是行频选信号，Testn 和Testp 为测试模式使能信号。Integrate＿en 信号是由Mn6 的关断来控制，在明盲像元电路中，ROW＿rel 信号在Integrate＿en 有效之前选通，在Integrate＿en 无效时关断。 Mn1 用来调整有效像元支路的电流值大小，Mn2、Mn3 作为行选择开关，Mp2 用于调整盲像元电流支路电流值，Ra 用于调整明像元支路的电阻值，用来调节明像元点阻值大小，Rb 是盲像元支路电阻，用来调节盲像元电阻值大小。 明盲像元调节偏差范围为20%，即280 kΩ×20%=56 kΩ。 另外，Rst＿en 作为M7 的开关信号，用来控制积分电容Cint 的运行。

图3 新型非均匀校正电路结构

在新型非均匀性校正电路中，补偿电流的大小如式(1)所示:

在放大器稳定之前，补偿电流in传输给放大器使其稳定工作，此时in=i5+il，放大器开始稳定工作后，i5≈0，il=in，电路开始进行非均匀校正。 电路通过数字控制电流对像元非均匀性进行检测并控制非均匀校正电路来补偿电流，得到经过非均匀校正后的像元电流为:

另外，负反馈结构的放大器结构与CTIA 放大器结构保持一致，其中R4、R5的阻值相等[11]。

补偿电流产生电路工作在亚阈值的MOS 管的工作电流为:

式中:k为MOS 管的宽长比，I0=μCoxV2T(η-1)为特征电流，μn为NMOS 晶体管电子迁移率，Cox为晶体管栅氧化层电容，VT为NMOS 晶体管的阈值电压[12]。η=(1+Cd/Cox)为MOS 管的亚阈值斜率因子，VT=kT/q。 MOS 管补偿电流产生电路中，M8、M9产生的栅源电压分别如式(4)、式(5)所示，其中，M9管的宽长比是M8管的N倍。

由补偿电流支路产生的电流ic按照式(8)的方式复制到三列并联的比例电流支路。

由于像元电路的电流需要进行实时监测并进行补偿，所以需要逻辑电路来控制[13]。 补偿电流产生电路最终由传输门控制开关来控制输出补偿电流的大小，其相对于单管开关可以降低导通电阻并减小沟道电荷注入效应的影响[14-15]。 本文中的8-bit Flash ADC 输出三位数字信号D0、D1、D2来控制比例电流支路中的三个传输门开关，传输门开关互补时钟由反相器产生。 传输门导通电阻如式(9)所示:

经计算，若μpCox(W/L)P=μnCox(W/L)N，那么Ron，eq与Vin无关，相对于单管来说，传输门开关的导通电阻变化是很小的，故改变传输门的参数对三列比例电流的影响不大。

2 电路仿真结果及分析

2.1 电流支路仿真结果及分析

由式(10)、式(11)可知，对于MOS 管而言，VGS增大，gm增大，NMOS 管漏极电流id，N增大，PMOS 管反之，所以在电压VG 增大时，三路比例电流减小。

在8-bit Flash ADC、反相器以及数据寄存器正常工作的条件下，D0、D1、D2所在支路的电压电流值变化状态图见图4，三路电流与电压VG 的大小紧密相关，并且都随着电压VG 的增而减小，故可以通过改变VG 的大小，改变三条支路电流，改变补偿电流，从而改变积分电流id。

图4 D0、D1、D2 控制支路电流随VG 变化仿真图

如式(8)所示，比例电流支路按照1 ∶2 ∶4 的比例调节M10、M13、M16或者M11、M14、M17的宽长比，使三路电流按照比例输出，图5 为D0、D1、D2控制支路电流瞬态仿真结果图，非均匀校正电路中补偿电流产生电路产生的比例电流i1、i2、i3的值分别为52.1 nA、105.2 nA、210.7 nA，电路中放大器稳定工作后，总补偿电流为368 nA，此比例电流支路产生的总补偿电流控制传递给放大器负反馈电路的补偿电流以及传递给单位像元电路的校正电流。

图5 D0、D1、D2 控制支路电流瞬态仿真

2.2 总体电路仿真

新型非均匀性校正电路通过补偿明盲像元阵列电流差进而改变积分电流的大小的方法进行非均匀性校正，图6 为新型校正电路积分电流的瞬态仿真值，积分电流id为44.24 nA。

图6 新型校正电路积分电流瞬态仿真值

常温(27 ℃)下新型非均匀性校正电路电压输出值如图7 所示，如图所示，输出电压值为3.81 V，积分时间为255.43 ns。

图7 常温下积分电路输出电压值

图8 为不同温度条件下新型非均匀性校正电路的仿真结果图，温度扫描范围为-40 ℃～120 ℃，电源电压采用5 V 直流电压，明盲像元电阻为280 Ω(±20%)，常温下(27 ℃)，输出电压为3.81 V，-40 ℃时，输出电压为3.77 V，120 ℃时，输出电压为3.87V。

图8 不同温度下积分电压值

基于TSMC 0.18 μm 工艺，由图6 可知，非均匀性校正电流的积分电流值id明显增大，使明盲像元阵列的电流差明显减小，由图7 可知，在新型非均匀性校正电路工作过程中，CTIA 的输出电压值变大，效果变好。 并且，在不同的温度条件下，CTIA 的输出电压值在0.1 V 范围内波动，且校正后的电压值大于2.5 V，满足设计要求。

3 结语

本文新型非均匀校正电路采用共源共栅电流镜、比例电流支路产生补偿电流，采用新型非均匀性校正电路结构进行片上非均匀性校正，积分电路采用CTIA 结构，通过仿真分析得到准确的积分时间、积分电流、积分电压之间的关系。 常温下，本文设计的新型非均匀校正电路输出电压稳定在3.81 V，积分时间缩短到255.43 ns，在-40 ℃～120 ℃条件下，温度变化在0.1 V 以内，非均匀性降低到3%以下。