新型三相级联准Z 源交流变换器

徐 飞 ，李昊舒 ，赵志远

(1.滨州职业学院机电工程学院,山东 滨州 256600；2.山东科技职业学院机电工程系,山东 潍坊 261000；3.国网山东省电力公司齐河县供电公司,山东 齐河 251100)

交流变换器能实现交流电压的变换,目前最常用的结构是带直流环节的间接型交流变换器[1,4]、采用高频交流环节的直接交流变换器[2,4]和矩阵变换器[3-4]。但是传统交流调压器都有其固有缺陷,为了克服这些缺陷,彭方正等[5]提出了Z 源电路拓扑。Z源拓扑网络在电力电子技术领域具有革命性的意义[6],然而,传统的Z 源逆变器同时也具有一些缺陷,比如升压模式下输入电流断续,电容电压应力大等[10]。所以,在Z 源拓扑的基础上,彭方正又提出了准Z 源电路拓扑,准Z 源变换器的出现是阻抗源变换器理论和拓扑的一个新的发展[7],准Z 源交流变换器不仅可以克服前述交流调压器的缺陷,具有优良的电路特性[8],并且比Z 源网络有更强的升压能力,一经提出,就在高校和工业界获得广泛关注,并进行了深入研究。近年来,电力电子变换器向着高频、高效、高功率密度的方向不断发展[9],准Z 源网络采用PWM控制方式,通过改变占空比的大小实现调压功能[14],所以具有高频、高效、高功率密度的特点,系统具有更高的调制能力[11],符合当今电子产业的发展方向。单相电压型准Z 源变换器[7,12-13]可以解决单相交流调压的问题。文献[15]和[16]中提出了改进型三相Z 源AC/AC 变换器,但在对升压能力有较高要求的场合,调节PWM 占空比的时候会出现输出信号畸变的现象。

本文提出一种全新的三相准Z 源交流变换器电路拓扑,给出其拓扑结构,对工作原理进行了分析,搭建出仿真模型,通过仿真验证了电路的可靠性和电路分析的准确性。

1 新型三相级联准Z 源交流变换器电路结构和工作原理

1.1 新型三相级联准Z 源交流变换器的电路结构

新型三相级联准Z 源交流变换器的电路拓扑如图1 所示,主体电路由三相对称的级联准Z 源组成,每一相级联准Z 源包括一个大升压比准阻抗网络,每一个大升压比准Z 源网络是由传统准Z 源网络依序级联而成,但不是简单的串联,而是去除了后一级准Z 源网络的电感,这样既保证了大升压比准Z 源网络的升压能力,又可以减少电路元件,从而提升了电路网络的效率和稳定性,也有利于后期维护。每一个大升压比准Z 源网络由四个电容、三个可控双向开关模块、三个储能电感组成。可控双向开关模块由MOSFET/IGBT 和二极管并联以后再面对面串联组成。

图1 三相级联准Z 源交流变换器总电路

1.2 三相级联准Z 源交流调压器的工作状态分析

图中Sx2和Sx3为一组开关,Sx1为一组开关(x 取a、b、c,后文中x 含义相同)。Sx2和Sx3需同步保持相同的状态,Sx1需同步保持相同的状态。对两大组可控双向开关施加PWM 信号,两大组开关互补导通,通过调节两大组开关的导通占空比,可以实现对输出电压的调节。因为电感和电容的存在,这是一个非线性电路拓扑,宏观上不能进行线性分析,但是当时间取得足够小时,在某个时刻可以对电路进行线性分析。又因为电路的电源频率远远低于可控双向开关的开关频率,所以在分析电路的过程中可以将输入信号近似成直流信号。根据两大组开关的导通和关断可以将电路分为两种电路状态,在这两种电路状态下,根据电流的流向可以分为五种工作状态。

工作状态1:如图2(a)所示。Sx1导通,Sx2和Sx3关断。此时,对于三相级联准Z 源网络中,三相电源中的每一相电源、电容Cx2和Cx4给电感Lx1充电,电容Cx1和Cx4给电感Lx2充电,电容Cx3给电感Lx3充电；对于滤波部分,Lxf给负载供电。

图2 (a) 工作状态1

工作状态2:如图2(b)所示。此时三相级联准Z源中的双向开关和工作状态1 完全相同,不过滤波电路中电感Lxf和Cxf中的电能会发生变化,ILxf逐渐减小,当其降低到0 时,电感Lxf会由电容Cxf充电,ILxf降低到0 后会反向增加。此状态和工作状态1 满足相同的电压关系式。

图2 (b)工作状态2

图2 (c)工作状态3

工作状态3:如图2(c)所示。这时可控双向开关的开关状态发生改变,Sx1关断,Sx2和Sx3导通,和工作状态1 和2 的开关状态互补。此时,如果ILxf处于反向状态,能量由滤波电路中的电感Lxf流向级联准Z源网络,对于级联准Z源网络内部,三相电源中的每一相电源和电感Lx1给电容Cx1充电,电感Lx2给电容Cx2充电,Lx3给电容Cx4充电,与此同时,负载的电能由每一相电源、Lx1、Lx2和Lx3共同提供。

工作状态4:如图2(d)所示。可控双向开关的状态不变,但是滤波电感中的电流会改变流向,即ILxf由反向流动变为正向流动,负载的电能来源和工作状态3 相同,还是由三相电源中的每一相电源、Lx1、Lx2和Lx3共同提供。此状态和状态3 符合相同的电压关系式。

图2 (d)工作状态4

工作状态5:如图2(e)所示。此时双向开关的状态和工作状态4 相同,每一相级联准Z 源网络中电感的电流减小至ILxf时,负载电能的来源发生变化,变为由电容提供。此状态和状态3 符合相同的电压关系式。

图2 (e)工作状态5

这5 种工作状态以两大组双向可控开关互补导通作为前提,运用脉冲宽度调制法对Sx1,Sx2和Sx3进行控制,以实现对输出电压进行控制的效果。根据互补控制方式,以上5 种工作状态根据双向开关的状态可以规划为两大组情况:Sx1闭合、Sx2和Sx3断开和Sx1断开、Sx2和Sx3闭合,将这两大组状态分别定义为A状态和B状态,接下来将根据这两大组状态对电路做定量分析,推导出升压比,即输出电压和输入电压之间的关系。

3 三相准Z 源交流调压器升压比的推导

推导输入电压和输出电压之间关系首先需要得到如下两个关系:Sx1闭合时,三相负载中性点、三相电源中性点和Sx1处的瞬时电压关系；Sx1断开时,三相负载中性点和三相电源中性点的瞬时电压关系。若使用推导计算的方式,求解过程非常复杂,所以使用MATLAB/Simulink 仿真得到以上两个关键关系。在D＝0.65 时,图3 是三相负载中性点和三相电源中性点的电压关系,图4 是三相电源中性点和Sx1处的瞬时电压关系。图5 是三相负载中性点和Sx1处的瞬时电压关系。

图3 三相负载中性点和三相电源中性点电压关系

图4 三相电源中性点和Sx1处电压关系

图5 三相负载中性点和Sx1处电压关系

由以上仿真结果可以得到如下结论:

(1)当电路进入稳定状态后,三相负载中性点和三相电源中性点之间的电位差恒为0,所以Sx1断开时,三相负载中性点和三相电源中性点的瞬时电位差为0。

(2)Sx1闭合时,三相负载中性点和Sx1处的瞬时电位差为0,三相电源中性点和Sx1处的瞬时电位差为0,所以三相负载中性点、三相电源中性点和Sx1处的电位差为0。

根据以上仿真结果,可以得到如下两种等效电路,分别定义为A 状态等效电路和B 状态等效电路。

图6 为A 状态等效电路。

图6 A 状态等效电路图

当电路处于A 状态时,对于三相级联准Z 源交流变换器的每一相,根据基尔霍夫电压定律可得到如下关系式:

图7 为B 状态等效电路。

图7 B 状态等效电路图

当电路处于B 状态时,对于三相级联准Z 源交流变换器的每一相,根据基尔霍夫电压定律可得到如下关系式:

令Ts为可控双向开关的开关周期,在一个开关周期内,Sx1导通的占空比为D,则Sx1的导通时间为DTs,那么(1-D)Ts为Sx2和Sx3的导通时间。令T为电源周期。在一个周期内,三相级联准Z源网络中电感Lx1、Lx2和Lx3两端的电压为0。由以上关系,在一个电源周期内可以得到如下关系式:

在Sx1,Sx2和Sx3的一个开关周期之内,三相级联准Z 源网络中电容Cx1、Cx2、Cx3、Cx4两端的电压不变,可得如下关系式:

根据以上关系式并结合伏秒平衡原理,可得:

通过整理,可得三相级联准Z 源网络中电容Cx1、Cx2、Cx3、Cx4两端的电压和输入电压Vix之间的关系符合如下关系式:

滤波电路中滤波电感Lfx在一个电源周期内电压平均值为0,可得如下关系式:

根据以上关系结合伏秒平衡原理,可得:

经过整理后,可得输入电压和输出电压之间的关系如下:

4 仿真结果及分析

在MATLAB/Simulink 中搭建仿真模型并仿真,图8(a)为三相级联准Z 源交流变换器完整的电路仿真模型,图8(b)为可控双向开关的仿真模型。仿真模型的电路参数如下:三相对称交流电源电压为12 V,频率为50 Hz,三相级联准Z 源网络中Lx1、Lx2和Lx3选取500 μH,电容Cx1、Cx2、Cx3和Cx4选取4.7 μF,双向开关Sx1、Sx2和Sx3的开关频率为20 kHz,滤波电路中滤波电感Lfx选取100 μH,滤波电容Cfx选取100 μF,三相对称负载选取100 Ω。为了与实际应用一致,便于采用嵌入式系统实现,仿真算法采用离散模式,采样周期为10 ns[17]。

图8 (a) 三相级联准Z 源交流变换器仿真模型

图8 (b) 双向可控开关仿真模型

图9 和图10 分别为输入电压为12 V 时,D＝0.65 时的降压波形和D＝0.3 时的升压波形。

图9 D＝0.65 时波形

图10 D＝0.3 时仿真波形

通过仿真可以得出如下结论:

(1)D＝0.65 和D＝0.3 时,输出电压的仿真波形分别约为4.4 V 和84 V。通过式(20)计算得到的输出电压应分别为4.42 V 和84 V。理论计算结果和仿真结果基本相同。

(2)电路前期会出现振荡期,在0.02 s 进入稳定期,这是因为电路中的电感和电容完成电能交换需要一定时间,电路能在很短的时间内进入稳定期。

图11 为电感中电流在换向时的仿真波形,可见电感中电流是连续的,没有发生断续。这是因为Sx1、Sx2和Sx3中有反向二极管的存在,可以起到续流的作用,所以三相级联准Z 源中Lx1、Lx2和Lx2中的电流不会在一段时间内持续为0,能够实现电流的连续,这样Sx1、Sx2和Sx3的寄生电容两端积累的多余电能得以释放,开关应力得以减小,降低电能冲击,增加电路中元件的使用寿命。

图11 电感电流波形

图12 为输入电压为12 V,占空比为D＝0.7 时输入电压和电容Cx1、Cx2、Cx3的电压仿真波形。因为Cx2和Cx4仿真波形重复,所以单独对Cx4电压波形进行仿真,图13 为输入电压和Cx4的电压仿真波形。

图12 输入电压和Cx1、Cx2、Cx3电压波形

图13 输入电压和Cx4电压波形

通过式(15)～式(17)计算得到Cx1、Cx2、Cx3,Cx4的理论值应分别为4.36 V、7.64 V、-3.27 V 和7.64 V,输入电压和Cx1电压同相,和Cx2、Cx3,Cx4电压反相。仿真结果与理论值基本相同。图14～图17 为输入电压为12 V,占空比为075,流经新型三相级联准Z 源交流变换器中各个电容的电流波形。

图14 电容Cx1电流波形

图15 电容Cx2电流波形

图16 电容Cx3电流波形

图17 电容Cx4电流波形

5 实验结果

根据仿真模型搭建实验电路,控制核心芯片采用STM32F103,用其发出互补的PWM 信号,用SGH80N60UFD Ultrafast IGBT 作为可控双向开关主体,采用落木源KA962F 驱动板进行驱动,电路参数同仿真。出于安全考虑,将电压降至峰值为20 V 做为输入电压。分别取D＝0.85 和D＝0.45 进行试验,实验结果如图18 和图19 所示。

图18 D＝0.85 时波形

图19 D＝0.45 时波形

D＝0.85 时,根据式(20)计算可得理论输出电压约为1.9 V,实际测得波形为1.7 V 左右,与理论值接近。

D＝0.45 时,根据式根据式(20)计算可得理论输出电压约为31 V,实际测得波形为33 V 左右,与理论值接近。

6 结论

将单相级联准Z 源交流调压器应用在三相电路中,在对其工作原理分析的基础上推导出升压比。用MATLAB/Simulink 搭建仿真模型并进行仿真研究。最后搭建出实物实验电路得到不同占空比的升压和降压实验波形。通过仿真结果和实验结果表明,三相级联准Z 源交流调压器具有很强的调压能力和很高的可靠性。提供了一种全新的三相交流调压思路。