高选择性的紧凑型WLAN 微带带通滤波器设计*

王世敏，刘君

(1.山东科技职业学院教学中心,山东 潍坊 261053；2.潍坊科技学院,山东省高校设施园艺实验室,山东 潍坊 262700)

高性能、小型化的微带带通滤波器是射频/微波系统中必不可少的元件,近年来,无线通信的应用受到了越来越多的关注。无线局域网(Wireless Local Area Network,WLAN)已成为最常用的互联网接入方式之一。无线通信系统的快速发展激发了对紧凑型带通滤波器的需求。

关于带通滤波器,相关学者已经提出了许多不同的设计方法。文献[1]提出在通带上放置凹腔谐振器,但这些三维滤波器的面积较大,不适合平面集成。文献[2-3]采用了消逝模传播技术,尺寸明显减小,但对阻带的抑制程度较差。文献[4]中提出了一种利用高阶谐振器的窄带滤波器,但是滤波器尺寸较大,插入损耗较高。文献[5]中提出使用平面型巴伦拓扑结构实现带通滤波器,但通带的边缘选择性差。此外,双模谐振器[6]、半模基片集成波导[7]和平行耦合线[8]等新型谐振结构也被用于设计具有良好带外抑制的微带带通滤波器。

近年来,双负(double negative,DNG)结构以其特殊的性质引起了微波工程领域的极大兴趣[9-10]。由于DNG 结构在感兴趣的频率处具有较小的电气尺寸,因此在紧凑型微波滤波器设计中的应用具有较大潜力。目前,基于DNG 结构的滤波器设计中最常用的方法是谐振型方法。Marqués 等人[11]已经证明了谐振型方法对于带通滤波器的有效性。此外,他们还指出开环谐振器和互补开环谐振器(complementary split ring resonator,CSRR)是用于谐振型左手(left-handed,LH)结构的有效元件,同时由CSRR构成的LH 结构在滤波器的下边缘呈现出陡峭的过渡带。

基于此,为提高频带边缘的频率选择性,本文提出采用新型左右手结构代替复合左右手(composite right-left handed,CRLH)[12]结构,即将左手和右手(right-handed,RH)结合在一个结构中,通过重叠两级的通带来实现大致对称和高度频率选择性的器件。所提滤波器由一个RH 级和两个LH 级串联而成,其中RH 级夹在两个LH 级之间。RH 级由CSRR 和传输线(Transmission Line,TL)构成。采用串联交指电容[13]的CSRR 实现了两个相似的LH级。因此,在两个频带边缘都具有选择性频率响应。为了验证所设计的滤波器,制作了样机并进行了测试。仿真结果与实测结果吻合较好,设计的滤波器以低损耗获得了相当对称的频率响应、可控的带宽以及紧凑的尺寸。

1 设计过程

传统LH 结构在下边缘处显示了一个快速过渡带,但在该频带上边缘处的频率选择性是渐进的。为了克服这一限制,并提高微波滤波器频带上边缘的频率选择性,本文提出的滤波器使用了两个LH级和一个RH 级。所提微带带通滤波器的布局如图1 所示。

图1 所提微带带通滤波器的布局

尺寸参数如下:I1＝5.4 mm、W1＝3.8 mm、I2＝1.6 mm、W2＝3.8 mm、I3＝2.6 mm、W3＝0.2 mm、I4＝0.6 mm、W4＝0.6 mm、W4＝0.6 mm、Iint＝5.4 mm、W＝0.2 mm 和S＝0.2 mm。在提出布局的底层,较小CSRR 的尺寸为:c1＝0.2 mm,d1＝0.2 mm,c2＝0.2 mm,a2＝3.2 mm,较大CSRR 的尺寸为:a1＝3.6 mm,d1＝0.2 mm,c1＝0.2 mm,c2＝0.2 mm。因此,滤波器的总尺寸小于12.6 mm×10.2 mm,这表明所提滤波器的总尺寸很小。

CSRR 由谐振回路建模。由电容Ccs1和电感Lcs1形成的CSRR 越大,则由电容Ccs2和电感Lcs2形成的CSRR 越小。交指电容是用电容Cg/2 来描述的,过孔的接地短截线可以看作并联电感Lvia。LTL是传输线的电感,而CTL是线间电容。在实际应用中,由于传输线的宽度较小,TL 的电容是可以忽略的,并且不影响传输零点的特性。因此,为了简化计算,忽略了CTL的影响。此外,为了简单起见,可以忽略寄生并联电容和串联电感的影响。因此,所提滤波器的T 形等效电路模型如图2 所示。

图2 所提滤波器的T 形等效电路模型

所提滤波器的仿真频率响应如图3 所示。另外,通过电路模型和全波仿真得到的结果如图4 所示,验证了设计的可行性。

图3 所提滤波器的仿真频率响应

图4 滤波器的EM 仿真和电路模型S 参数

所设计滤波器电路模型的元件值为:交指电容的串联电容约为Cg＝2.35 pF,过孔的并联电感约为Lvia＝3.9 nH。TL 的电容和电感分别为CTL＝0.1 pF和LTL＝1.5 nH。较大和较小CSRR 的元件值分别为Ccs1＝0.7 pF 和Lcs1＝5 nH,Ccs2＝1.6 pF 和Lcs2＝4.2 nH。

对应于LH 级的布局(串联交指电容和螺旋CSRR的组合)如图5 所示。螺旋CSRR/交指电容的T 形等效电路模型如图6 所示。一级和二级LH 部分(CSRR/交指电容)的仿真频率响应分别如图7(a)和图7(b)所示。

图5 对应于LH 级的布局

图6 螺旋CSRR/交指电容的T 形等效电路模型

图7 LH 的仿真频率响应

对应于RH 级的布局(短路过孔的传统TL[14]和螺旋CSRR 的组合)如图8 所示。螺旋CSRR/过孔的T 形等效电路模型如图9 所示。为了进行比较,图10 中显示了一级RH 部分的仿真频率响应。

图8 对应于RH 级的布局

图9 螺旋CSRR/过孔的T 形等效电路模型

图7 揭示了串联阻抗在谐振时从高电容性迅速改变为高电感性,其结果是在较低频率处急剧截止。而图10 验证了串联阻抗在谐振时从高电感性快速变化到高电容性,结果是在较高频率处突然截止。由图7(b)可以看出,仅在滤波器的下边缘处出现突变的过渡带。通过使用RH 级,在通带之上实现了额外的传输零点。因此,所设计滤波器在通带的两个边缘周围都表现出较好的抑制性。

图10 一级RH 部分的仿真频率响应

具体分析可以通过布洛赫理论[15]来进行。相移φ＝βl和特征阻抗ZB是微波电路设计的关键参数。LH 和RH 级T 形等效电路模型的色散由下式给出[11]:

LH 和RH 级T 形等效电路模型的布洛赫阻抗由下式给出:

式中:Zse和Zsh分别是电路模型的串联阻抗和并联阻抗。根据图6,LH 部分的Zse和Zsh由下式给出:

因此,LH 级T 形等效电路模型的色散图由下式给出:

类似地,Zse和Zsh分别是RH 级电路模型的串联和并联阻抗。根据图9,RH 部分的Zse和Zsh值由下式给出:

因此,RH 级T 形等效电路模型的色散由下式给出:

因此,LH 级的传输零点由下式给出:

类似地,RH 级的传输零点[16]由下式给出:

整体结构的传输极点由下式给出:

所提滤波器的传输极点和传输零点的位置如图11所示。

图11 滤波器传输极点和传输零点的位置

传输零点位置的差异是由于结构的LH 属性和RH 属性引起的。另一方面,在β具有实值的频率范围内允许信号传播。所提滤波器的色散和衰减常数曲线如图12 所示。

图12 所提滤波器的色散和衰减常数曲线

衰减常数曲线表明,在2.3 GHz～2.45 GHz 的频率范围内,衰减常数为零,这证实了通带的存在。因此,可以看出该结构已经通过适当调整元件的几何形状,获得了具有陡峭过渡带的窄带通响应。所提滤波器的高选择性是因为在下边缘和上边缘都存在传输零点。

最后,在设计过程中重要的结构参数描述如下:

步骤1 利用螺旋CSRR(2.4 GHz)的谐振频率,得到参数a1、a2、c1、c2、d1。

步骤2 利用LH 级的谐振频率(2.35 GHz)实现参数Iint、S、W、W1、I1。

步骤3 利用RH 级的谐振频率(2.45 GHz)实现参数I2、I3、I4、W2、W3、I4及过孔直径。

步骤4 通过调整参数Iint、I3和W2,获得良好的中心频率和带宽。

2 实验结果与分析

设计并仿真了中心频率为2.38 GHz、频率范围为2.3 GHz～2.45 GHz 的WLAN 微带带通滤波器。利用先进设计系统(Advanced Design System,ADS)软件对所提带通滤波器的频率响应进行了仿真和优化。在仿真中,带内插入损耗接近1.8 dB,最大带内回波损耗为26 dB,采用铜的电导率σ＝5.8×107S/m,衬底的损耗正切δ＝0.002 7,考虑了金属和介质损耗。在厚度为0.508 mm、相对介电常数为3.55 的罗杰斯RO4003C 基板上进行了具体实现,所制作的滤波器样机如图13 所示。

图13 制作的滤波器实物

实验结果表明,与同类滤波器相比,所设计的滤波器具有很小的体积。图14 显示了使用向量网络分析仪测量的滤波器仿真和测量响应。

如图14 所示,测量结果与仿真结果吻合较好。尽管有一些偏差,但可以归因于制造工艺公差。测量中心频率为2.38 GHz,测量3 dB 带宽为0.15 GHz。包括馈线和SMA 连接器在内,测量回波损耗优于25 dB,插入损耗小于2 dB。滤波器的总尺寸小于0.18λg×0.15λg(12.6 mm×10.2 mm),其中λg为滤波器中心频率处的波导波长。结果表明,设计的滤波器在较低和较高通带过渡中均具有较好的衰减斜率。所提结构的测量和仿真群延时如图15 所示。

图14 所提滤波器的仿真和测量响应

图15 所提滤波器的仿真和测量群时延

可以看出,在通带内仿真的群延时小于2.9 ns,而在通带内实测的群延时小于2.4 ns。另一方面,选择性因子(selective factor,S.F.)表示所提滤波器的裙边衰减,定义为S.F.＝Δf3dB/Δf30dB,其中Δf3dB和Δf30dB分别代表通带的3 dB 带宽和30 dB 带宽。该参数表明所提出滤波器具有很强的选择性。最后,该滤波器与现有文献中类似滤波器之间的比较如表1 所示。

表1 滤波器性能比较

表1 中,FBW 表示通带的3 dB 相对带宽,IL 表示最大带内插入损耗,RL 表示回波损耗,λg表示中心频率处的导波波长,tanδ表示损耗角正切,S.F.表示通带的选择性因子。因此,该滤波器具有体积小、插入损耗低、回波损耗高、中心频率可调、Q因数高的优点。

3 结语

本文提出了一种新型的高选择性紧凑微波带通滤波器。对所提滤波器进行了仿真和详细验证。该小型化带通滤波器在带通两边均具有尖锐抑制。最后制作了样机,验证了设计方法的有效性。实测结果与仿真结果吻合较好。该滤波器在中心频率为2.38 GHz 时具有2 dB 的插入损耗和25 dB 的回波损耗,适用于WLAN 应用。与其他工作相比,该滤波器具有选择性高、体积小、插入损耗低、回波损耗高、成本低、Q值高等优点。