从S 波段到毫米波段的可重构功分器设计研究

高伟男 耿军平 周晗 陈念 王堃 任超凡 苏达 贺冲 梁仙灵 金荣洪

（1. 上海交通大学电子工程系, 上海 200240；2. 中国航空无线电电子研究所, 上海 200241）

引 言

随着人们对无线通信系统的传输速率和容量需求的不断增加，频谱资源日趋紧张，毫米波频段已成为无线通信系统的重要频谱选项. 与此同时，单一功能的器件在很多情况下已经不能完全满足无线通信系统的实际需求，近年来具有可重构特性的微波器件受到广泛关注和研究[1-3].

功率分配器(功分器)是无线通信系统中常用的微波器件之一，其中威尔金森功分器以其结构简单、端口隔离度高、工艺成熟等诸多优点，已经成为一种在通信系统中广泛应用的关键器件[4-5]. 将威尔金森功分器与可重构电路相结合，能够以较低代价丰富通信系统的工作状态，提升通信系统的性能[6-8].

可重构功分器一般分为三大类：功分比可重构、频率可重构以及输出端口可重构. 对于输出端口可重构的威尔金森功分器，由于不同工作模式下端口的输入阻抗不同，需要实现不同的阻抗与输入端口匹配. 一种方案是采用射频开关控制耦合线，使之等效为不同特征阻抗的传输线，从而实现不同工作模式下的阻抗匹配[9-10]. 但是耦合线所需奇偶模特征阻抗相差较大，不易实现. 此外，可将可重构功分器与滤波器相结合，采用可切换的滤波网络实现不同工作模式下的阻抗匹配[11-12]，但滤波器的引入使得功分器的工作带宽变窄. 还可以采用开关控制并联匹配枝节，构建可重构阻抗匹配电路，实现不同阻抗的匹配[13]. 另外，采用特殊的传输线结构，例如基片集成波导，可以直接实现阻抗匹配[14].

文献[9-11, 13]中均将PIN 二极管视为理想射频开关，但随着工作频率升高，PIN 二极管等器件的寄生参数影响不可忽略. 文献[15]中考虑了微波频段PIN 二极管寄生参数的影响，对可重构阻抗变换器和网络匹配式开关进行了研究和设计，实现了一种结构简单的三路可重构功分器，并在文献[16]中进一步扩展到N 路可重构功分器，两种功分器均工作在C 波段.

在较高频段关于可重构功分器的研究较少. 文献[17]提出了一种工作在12 GHz 的可重构功分器，由两个90°电桥和一个由MEMS 开关控制的可重构移相器构成，结构较为复杂. 而在更高的毫米波频段，可重构功分器的研究很少.

综上所述，在较高频段，尤其是毫米波频段内，对PIN 二极管寄生参数的影响和匹配方式、可重构功分器的设计等仍需要进一步深入研究. 因此本文首先基于PIN 二极管设计了S 波段可重构威尔金森功分器的电路和原型；然后将该设计原理和方法扩展到毫米波可重构威尔金森功分器的设计中，采用参数提取方法，重点分析了PIN 二极管的寄生参数对毫米波重构电路特性的影响；最后提出了一种毫米波频段的网络匹配式开关和可重构阻抗变换器的设计方法，实现了毫米波频段的可重构威尔金森功分器. 测试数据表明在25.93～26.82 GHz 频段内回波损耗小于-15 dB，双路导通模式下端口1 到传输端口(端口2 和端口3) 的插入损耗小于4.92 dB，传输端口之间的隔离度大于15.8 dB；单路导通模式下插入损耗小于1.65 dB，端口1 和隔离端口之间的隔离度大于22.4 dB. 实验测试结果与仿真结果基本吻合.

1 基于PIN 二极管的S 波段可重构威尔金森功分器

1.1 电路原理

可重构威尔金森功分器的电路原理如图1 所示，采用一个可重构阻抗变换器和四个射频开关实现可重构特性. 可重构功分器的具体工作模式如表1所示，当四个射频开关全部导通时，功分器工作在双路导通模式，A 点的输入阻抗ZA=Z0/2. 当射频开关1 导通、射频开关2 和3 断开时，端口2 导通而端口3 隔离；当射频开关2 导通、射频开关1 和4 断开时，端口3 导通而端口2 隔离. 在两种单路导通模式下，图1 中A 点处的输入阻抗ZA=Z0. 可重构阻抗变换器可以将A 点处的两种输入阻抗Z0/2 和Z0均匹配到端口1 的阻抗Z0.

图1 可重构威尔金森功分器的电路原理图Fig. 1 Circuit configuration of the reconfigurable Wilkinson power divider

表1 可重构功分器的工作模式Tab. 1 Operation modes of the reconfigurable power divider

1.2 S 波段可重构威尔金森功分器

依据图1 所示电路原理设计S 波段的可重构威尔金森功分器，电磁模型如图2(a)所示. 射频开关为基于PIN 二极管的网络匹配式开关，采用微带线对PIN 二极管的寄生参数进行匹配，改善开关导通状态下匹配和断开状态下的隔离度. 可重构阻抗变换器将PIN 二极管在不同偏置状态下的参数与微带线相结合，实现不同负载阻抗的匹配[13]. 采用Rogers RO4350B 介质基板(相对介电常数3.66，厚度0.508 mm)、MACOM 公司的MA4SPS502 PIN 二极管和0603 式封装的100 Ω 电阻，通过软件HFSS 与ADS 仿真优化后，加工的原型实物如图2(b)所示.

图2 S 波段可重构威尔金森功分器Fig. 2 S band reconfigurable Wilkinson power divider

图3 为S 波段可重构威尔金森功分器的测量结果. 综合三种工作状态下的测量结果，回波损耗小于-15 dB 的 阻 抗 带 宽 为2.113 ～2.407 GHz，约为13.01%. 在该工作带宽内，双路导通模式下端口1 到端口2 和端口3 的插入损耗(|S12|和|S13|)小于4.09 dB，端口2 和端口3 之间的隔离度(|S23|) 大于19.05 dB；单路导通模式下端口1 到传输端口的插入损耗小于1.67 dB，端口1 和隔离端口之间的隔离度大于19.1 dB.

图3 S 波段可重构威尔金森功分器的测量结果Fig. 3 Measured results of the S band reconfigurable Wilkinson power divider

2 毫米波可重构威尔金森功分器

类似的，我们把S 波段可重构威尔金森功分器的设计方法扩展到毫米波频段. 由于毫米波频率较高，PIN 二极管的寄生参数对电路性能影响严重. 为具体分析PIN 二极管寄生参数的影响并对寄生参数进行匹配，需要得到毫米波频段PIN 二极管等效参数的色散特性. 而厂商提供的参数表中仅给出了等效参数的典型值，因此需要通过参数提取方法得到精确的PIN 二极管特性，然后在此基础上进行毫米波可重构威尔金森功分器的准确设计.

PIN 二极管的等效电路如图4 所示，正向偏置条件下PIN 二极管等效为电阻R0和 寄生电感L0的串联，反向偏置条件下等效为寄生电容C0和 电阻Rp并联后与寄生电感L0的串联.

图4 PIN 二极管的等效电路Fig. 4 Equivalent circuit of PIN diode

在毫米波频段的设计中，选用MACOM 公司的MADP-000907-14 020 PIN 二极管. 根据参数表，该PIN 二极管R0和C0的典型值为5.2 Ω 和0.025 pF. 通过参数提取，得到PIN 二极管在26.5 GHz 附近频段内的等效参数为R0= 3.65 Ω，L0= 0.09 nH，C0= 0.037 pF，Rp= 2 715.6 Ω. 然后采用参数提取方法得到的准确结果对寄生参数的匹配方式进行初步研究，再结合HFSS 与ADS 场路联合仿真，对开关和可重构阻抗变换器进行精确设计，证明匹配方式的有效性.

2.1 毫米波频段PIN 二极管寄生参数匹配方式研究

本节对两种不同的网络匹配式开关结构进行初步分析和比较，提出一种适合毫米波频段的PIN 二极管寄生参数匹配方法.

2.1.1 网络匹配式开关1——PIN 二极管并联主传输线

为了在毫米波频段对PIN 二极管的寄生参数进行匹配，尝试与S 波段相同的开关结构，即二极管一端直接与主传输线(端口1-端口2)并联，另一端串联一段特征阻抗为Z1、电长度为θ1的开路匹配枝节，同时在主传输线上并联另一段特征阻抗为Z2、电长度为θ2的短路匹配枝节. 电路结构如图5(a)所示，将该开关结构称为网络匹配式开关1.

对PIN 二极管的电阻、寄生电感和寄生电容效应进行分析，采用ADS 仿真软件对图5(a)的电路结构建模，仿真数据如图5(b)所示. 当PIN 二极管处于正向偏置状态时，网络匹配式开关1 处于断开状态；当PIN 二极管处于反向偏置状态时，网络匹配式开关1 处于导通状态.

由仿真数据分析可知，当工作频率为26.5 GHz时，网络匹配式开关1 断开状态下的隔离度仅有18 dB，该隔离度并不理想. 下面针对隔离度较低的原因进一步分析.

通过图5(a)可以计算得到网络匹配式开关1 的输入阻抗及输入导纳，并求得网络匹配式开关1 的S 参数.

图5 网络匹配式开关1Fig. 5 Switch with matching network 1

当PIN 二极管处于反向偏置状态时，网络匹配式开关1 的输入导纳

然后讨论网络匹配式开关2 中，PIN 二极管的电阻、寄生电感和寄生电容效应产生的影响. 网络匹配式开关2 的仿真结果如图6(b) 所示，当PIN 二极管处于正向偏置状态时，网络匹配式开关2 处于导通状态；PIN 二极管处于反向偏置状态时，网络匹配式开关2 处于断开状态.

图6 网络匹配式开关2Fig. 6 Switch with matching network 2

由仿真数据分析可知，当工作频率为26.5 GHz时，网络匹配式开关2 断开状态下的隔离度约为28 dB，与网络匹配式开关1 相比较，隔离度有很大改善.

如图6(a) 所示，当PIN 二极管处于正向偏置状态时，B 点的输入阻抗为

通过仿真，取Z1r=Z2r= 50 Ω，θ1r= 91.5°，θ2r= 70.0°.将PIN 二极管的等效参数代入式(11)，得到网络匹配式开关2 的Re{Zs_off2} = 1.02 Ω，再根据式(7)计算得到|S21_off2| = -27.9 dB，与仿真数据对比具有较好的一致性. 仿真数据和计算结果对比表明，PIN 二极管两端串联匹配枝节，再与主传输线并联的匹配方式效果更优.

上述分析主要讨论PIN 二极管的非理想特性，下文通过网络匹配式开关和可重构阻抗变换器的实际设计证明PIN 二极管两端串联匹配枝节，再与主传输线并联的匹配方式的有效性.

2.2 毫米波网络匹配式开关和可重构阻抗变换器

2.2.1 毫米波网络匹配式开关

采用图6(a) 所示的设计思路，设计了一种毫米波网络匹配式开关，如图7 所示. 在图7(b)中，PIN 二极管的偏置电路包括扇形电容和滤波枝节. 在射频电路中，偏置电路与PIN 二极管连接点近似等效为短路，因此偏置电路可以将直流偏置信号与射频信号进行有效隔离. PIN 二极管一端连接在射频短路端，另一端串联特征阻抗为50 Ω、长度为l1的微带传输线，再与主传输线(端口1-端口2)并联. 为了获得较好的阻抗匹配特性以及提供偏置的直流通路，在主传输上并联另一段线宽为0.2 mm、长度为l2的高阻抗微带短路线. 当PIN 二极管处于正向偏置状态时，网络匹配式开关导通；当PIN 二极管处于反向偏置状态时，网络匹配式开关截止.

图7 毫米波网络匹配式开关Fig. 7 Millimeter-wave switch with matching network

为了准确考虑PIN 二极管和微带线的寄生效应对毫米波网络匹配式开关的影响，采用HFSS 和ADS 场路联合仿真的方式对毫米波网络匹配式开关进行仿真分析. 在电磁仿真软件HFSS 中对毫米波网络匹配式开关的无源部分进行建模仿真，将“场”仿真结果导入ADS 中，再接入PIN 二极管的等效模型进行电路仿真分析，由此得到场路联合仿真结果.

通过仿真分析可知，微带传输线的长度l1和l2都对毫米波网络匹配式开关的工作状态产生影响.如图8(a)和8(b)所示，随着l1由0.9 mm 分别增加至1 mm 和1.1 mm，毫米波网络匹配式开关处于导通状态时的|S11|曲线和处于断开状态时的|S12|曲线偏移至低频，处于导通状态时的|S12|和处于断开状态时的|S11|变化不显著.

如图8(c)和8(d)所示，随着l2由0.9 mm 分别增加至1 mm 和1.1 mm，毫米波网络匹配式开关处于导通状态时的|S11|曲线偏移至低频，处于断开状态时的|S11|和导通状态时的|S12|均无显著变化.

图8 毫米波网络匹配式开关仿真结果Fig. 8 Simulated results of the millimeter-wave switch with matching network

通过上述关键参数分析可知，l1= 1 mm 和l2= 1 mm时，毫米波网络匹配式开关性能最佳，最佳参数如表2 所示. 根据图8 的仿真结果，工作频率为26.5 GHz时，毫米波网络匹配式开关在导通状态下的插入损耗约为0.26 dB，在断开状态下的隔离度大于22 dB.

表2 毫米波网络匹配式开关的尺寸参数Tab. 2 Size parameters of the millimeter-wave switch with matching network

2.2.2 毫米波可重构阻抗变换器

毫米波可重构阻抗变换器的电路结构如图9(a)所示，在图6(a)的网络匹配式开关2 的基础上增加了一段特征阻抗为Z0、电长度为θ0的传输线. 可重构阻抗变换器的电磁结构如图9(b)所示，一段特征阻抗为50 Ω、长度为(l3+l4) 的微带传输线与主传输线(端口1-端口2)并联，再与PIN 二极管串联，然后与特征阻抗50 Ω、长度l5的微带传输线串联. 可变负载与匹配结构之间的微带线长度为l6. 另外还有一段长度为ls2的高阻抗微带短路线，其长度约为1/4 波长，主要用于提供PIN 二极管的直流偏置通路，并不参与阻抗匹配.

图9 毫米波可重构阻抗变换器Fig. 9 Millimeter-wave reconfigurable impedance transformer

当PIN 二极管处于正向偏置状态时，可重构阻抗变换器能够将端口2 的ZL=25 Ω 匹配至端口1 的Z0=50 Ω；当PIN 二极管处于反向偏置状态时，能够将端口2 的Z0= 50 Ω 匹配至端口1 的Z0= 50 Ω.

采用场路联合仿真分析可知，微带线长度l4，l5和l6均对可重构阻抗变换器的工作状态产生影响.如图10(a)和10(b)所示，l4由1.4 mm 增加至1.5 mm和1.6 mm，两种阻抗匹配状态的|S11|曲线偏移至低频，|S12|变化不显著.

l5对ZL= 25 Ω 至Z0= 50 Ω 阻抗匹配的影响如图10(c)所示，当l5分别由0.1 mm 增加至0.2 mm 和0.3 mm 时，|S11|曲 线 偏 移 至 低 频，|S12|变 化 不 显 著.l5对Z0= 50 Ω 至Z0= 50 Ω 的阻抗匹配无显著影响，如图10(d) 所示，l5分别由0.1 mm 增加至0.2 mm 和0.3 mm，|S11|和|S12|均无显著变化.

图10 Z0=50 Ω，ZL=25 Ω/50 Ω 毫米波可重构阻抗变换器仿真结果Fig. 10 Simulated results of the millimeter-wave reconfigurable impedance transformer for Z0=50 Ω, ZL=25 Ω/50 Ω

可变负载与并联枝节之间的微带线长度l6对ZL=25 Ω 至Z0= 50 Ω 的匹配影响很大，只有l6合理才能得到良好的匹配效果，如图10(e)所示，而l6的改变对50 Ω 至50 Ω 的匹配几乎没有影响.

通过上述关键参数分析，最终选择l4= 1.5 mm，l5= 0.2 mm，l6= 0.64 mm，可重构阻抗变换器的最佳参数如表3 所示. 根据图10 的仿真结果，工作频率为26.5 GHz 时，两种阻抗匹配状态的插入损耗均小于0.4 dB.

表3 毫米波可重构阻抗变换器的尺寸参数Tab. 3 Size parameters of the millimeter-wave reconfigurable impedance transformer

2.3 毫米波可重构威尔金森功分器

在上面分析的基础上，设计毫米波可重构威尔金森功分器的电磁模型如图11(a)所示，制作的实物如图11(b)所示. 为了减小微带线折弯的影响，对图1所示的结构进行了优化设计，将隔离电阻和网络匹配式开关3、4 之间的微带线长度增加半波长. 考虑到毫米波段器件电尺寸较小，为了避让开关3 和4，对网络匹配式开关1 和2 中的短路枝节进行弯折处理. 毫米波可重构威尔金森功分器采用Rogers RO-4350B 介质基板(相对介电常数3.66，厚度0.254 mm)、MACOM 公司的MADP-000907-14 020 PIN 二极管和0402 式封装的100 Ω 贴片电阻. 为了方便测量，在功分器的三个端口处添加了板端连接器的转换电路，功分器的整体尺寸为56.7 mm×46.8 mm(8.47λg×6.99λg).

图11 毫米波可重构威尔金森功分器Fig. 11 Millimeter-wave reconfigurable Wilkinson power divider

使用Agilent E8361C 矢量网络分析仪对该可重构功分器原型样机进行测试. 图12 为可重构威尔金森功分器在双路导通模式下的仿真和测量结果对比图. 工作在26.5 GHz 时，端口2 和端口3 的插入损耗分别为4.7 dB 和4.32 dB，其中端口2、3 间的隔离度约为16.8 dB，端口1、2、3 的回波损耗小于-23.7 dB.

图12 毫米波可重构威尔金森功分器在两路工作模式下的仿真和测量结果Fig. 12 Simulated and measured results of the millimeterwave reconfigurable Wilkinson power divider working in two-way mode

图13 和图14 为单路导通模式下端口2 和端口3 作为传输端口的仿真和测量结果对比图. 工作在26.5 GHz 时，从端口1 到端口2 或端口3 的插入损耗小于1.6 dB，端口1 和传输端口的回波损耗小于-18.3 dB，端口1 和隔离端口之间的隔离度大于28.9 dB.

图13 毫米波可重构威尔金森功分器在单路工作模式下端口2 传输的仿真和测量结果Fig. 13 Simulated and measured results of the millimeterwave reconfigurable Wilkinson power divider with port 2 transmitting

图14 毫米波可重构威尔金森功分器在单路工作模式下端口3 传输的仿真和测量结果Fig. 14 Simulated and measured results of the millimeterwave reconfigurable Wilkinson power divider with port 3 transmitting

综合上述三种不同工作状态的测量结果，毫米波可重构威尔金森功分器回波损耗小于-15 dB 的阻抗带宽为25.93～26.82 GHz，约为3.37%. 在该工作带宽内，双路导通模式下端口1 与端口2 和端口3 之间的插入损耗小于4.92 dB，端口2 与端口3 之间的隔离度大于15.8 dB. 单路导通模式下端口1 与传输端口之间的插入损耗小于1.65 dB，端口1 与隔离端口之间的隔离度大于22.4 dB. 测量结果与仿真数据存在一些差异，主要是由于PIN 二极管与电阻焊接引入的误差.

2.4 与其他可重构威尔金森功分器的比较

将本文设计的毫米波可重构威尔金森功分器与其他文献中的可重构功分器进行比较，如表4 所示.可见，本文设计的K/Ka 可重构功分器考虑了PIN 二极管和传输线寄生参数的影响，在K/Ka 频段能够实现单路和双路导通两种工作模式的切换，并且单路导通时隔离端口与输入端口之间的隔离度较好，在毫米波通信系统中有很好的应用前景.

表4 与其他可重构功分器的比较Tab. 4 Comparison with other reconfigurable power dividers

3 结 论

PIN 二极管在微波频段的寄生参数对电路性能有较大影响. 本文在S 波段可重构威尔金森功分器的研究基础上，进一步展开在K/Ka 频段中PIN 二极管匹配方式的研究，设计了一种工作在K/Ka 频段的可重构威尔金森功分器. 通过仿真分析和测试实验对比，K/Ka 频段可重构威尔金森功分器回波损耗小于-15 dB 的 阻 抗 带 宽 为25.93 ～26.82 GHz，约 为3.37%. 在该工作带宽内，双路导通模式下端口1 与端口2 和端口3 之间的插入损耗小于4.92 dB，端口2 与端口3 之间的隔离度大于15.8 dB. 单路导通模式下端口1 与传输端口之间的插入损耗小于1.65 dB，端口1 与隔离端口之间的隔离度大于22.4 dB. 证明了在毫米波频段对PIN 二极管寄生参数采用合适的匹配方式可以获得较好的可重构电路性能.