一种改进的威尔金森功分器设计方法

王杨洋 吴韵秋 赵晨曦 康凯

0 引言

在无线通信技术中,射频毫米波前端收发机因为单个通道的功率较小,为了增大发射功率,常采用多通道收发结构来提高收发机性能[1]，在毫米波相控阵雷达中,也常采用多通道结构来实现不同相位信号同时接收或发射的功能[2]．

在多通道无线通信系统中,为了实现多个通道与单个天线之间的连接,功分器是功率分配与合成的有效结构．其中基于巴伦结构的功分器插入损耗偏大且隔离度较差[3-4],而威尔金森功分器因为具有较小的插入损耗和良好的端口匹配特性,在收发机系统中得到了广泛应用[5]．近年来有很多研究针对威尔金森功分器进行了改进及应用,如：Oh等[6]为了减小功分器占用面积,采用1/6信号波长的传输线来设计功分器,减小了传统1/4波长传输线所要占用的版图面积,但是隔离度仅12.7 dB,端口隔离度较差;Kim等[7]同样为了减小功分器面积,采用集总元件的威尔金森功分器,达到了减小功分器版图面积的目的,但插入损耗偏大;Lin等[8]基于耦合线理论设计的功分器,减小了功分器版图面积,并且有较小的幅度和相位不平衡性,但是功率分配端口隔离度不高．威尔金森功分器有插入损耗小、隔离度高的特点,在多通道系统中被广泛应用,但是每个通道端口之间有一定的距离,功分器功率分配端口与每个通道端口连接时必然需要较长的传输线连接,导致功分器插入损耗增大．

为了解决上述问题,本文基于威尔金森功分器原理提出了改进方法．该方法利用1/4信号波长传输线本身的长度,将功率分配端口的间距增大,减小了满足端口间距的附加传输线长度,从而有效降低了插入损耗,同时不影响功率分配端口的隔离度．本文根据提出的改进方法设计了一款应用于中心频率94 GHz、带宽为6 GHz的毫米波4T4R雷达芯片当中的1分2和1分4威尔金森功分器,插入损耗分别为0.76～0.82 dB和1.82～2.07 dB,隔离度均大于24 dB．

1 改进的威尔金森功分器理论分析

图1 威尔金森功分器原理[9]Fig.1 Schematic of the Wilkinson power divider[9]

图2 改进的威尔金森功分器原理Fig.2 Schematic of the improved Wilkinson power divider

假设节点2与隔离电阻连接的传输线长度为L,特征阻抗是Z′0,在功分器半边电路分析中,由传输线理论可以得知图2中节点2所看到的等效隔离电阻[9]为

(1)

其中β为传输线L的相位常数,为了满足Zeq=Z0,那么隔离电阻阻抗R为

(2)

选取连接隔离电阻的传输线L长度不超过1/18信号波长,以使得式(2)中tan(βL)≪1,那么有R≈2Z0,隔离电阻便能方便取值．

信号在传输线中传播时,传输线长度与信号波长、相位等特征关系可由式(3)给出:

(3)

其中Lline表示传输线长度,v是传输线中信号传播速度,t表示信号传播时间,f为信号频率,λ表示传输线中信号波长,ω表示角频率,φ表示相位．可以得出传输线中信号相位与传输线长度成正比的关系．在线宽与参考地平面已经确定的前提下,即特征阻抗确定时,已知工作频率fop的信号在长为Lline的传输线中传播的相移量φL,那么便可以得到该频率下的波长为

(4)

2 仿真设计验证

本文中设计的1分2和1分4功分器中心频率为94 GHz,采用CMOS 65 nm工艺．雷达系统中功分器前后级阻抗均为50 Ω,M4层作为地平面,选取M9层作为功分器传输线,因为M9层是厚金属层,损耗小,且离地平面远,对地寄生效应比较小．选取该工艺允许的最小线宽2 μm,特征阻抗为60.38 Ω的传输线为L2,以便选取接近50 Ω特征阻抗的特征阻抗为42.82 Ω,线宽为6 μm的传输作为L1和L3,即输入和输出连接线来减小端口阻抗失配．

由上文提出的设计方法可以得到L2长度为540 μm,那么1/18信号波长为120 μm．取传输线L1和L3长度为10 μm,隔离电阻R电阻值取86 Ω,HFSS模型如图3所示．

图3 1分2功分器HFSS模型俯视图Fig.3 Top view of the 1 to 2 power divider in HFSS

为了减小版图面积和信号传输方向长度,L2采用折叠蛇形走线．为了避免传输线之间的耦合效应影响功分器的性能,将传输线间距设置在3倍线宽以上,这里线间距S=20 μm．

通过仿真不同长度的连接隔离电阻的传输线L来验证前文中提出的传输线长度对于功分器性能的影响．仿真结果如图4所示,其中横坐标为频率,纵坐标为S参数幅度的对数值(单位为dB)．

图4 不同长度传输线L仿真结果Fig.4 Simulation results for transmission lines with different lengths a.input return loss;b.output return loss;c.insertion loss;d.isolation

可以印证前文中所提出的,当连接隔离电阻的传输线L的长度为1/18信号波长时,功分器有良好的端口匹配性,提高了功分器隔离度等特性．综上所述,1分2功分器中连接隔离电阻的传输线长度设计为L=120 μm．

由此,本文中设计的1分2功分器仿真结果如图5所示,其中S11、S22、S33为3个端口的回波损耗,S32为隔离度,S21、S31为插入损耗．

图5 1分2功分器仿真结果Fig.5 Simulation results for the 1 to 2 power divider a.return loss and isolation;b.insertion loss

在1分2功分器基础上,以级联的形式设计1分4功分器.为了满足系统中相邻功率分配端口间距为488 μm的设计要求,其中连接第1级1分2功分器功率分配端口与第2级1分2功分器功率合成端口的传输线长度Linter=380 μm,第2级1分2功分器功率分配端口在原有间距的基础再增加260 μm,因为电阻部分有6 μm长度,也就达到了端口间距488 μm的设计要求．HFSS模型如图6所示.

图6 1分4功分器HFSS模型俯视图Fig.6 Top view of the 1 to 4 power divider in HFSS

仿真结果如图7所示,其中S11、S22、S33、S44、S55为3个端口的回波损耗,S32、S42、S52、S43、S53、S54为隔离度,S21、S31、S41、S51为插入损耗．

图7 1分4功分器仿真结果Fig.7 Simulation results for the 1 to 4 power divider a.return loss and isolation;b.insertion loss

本文提出的改进的威尔金森功分器仿真结果与其他已发表的功分器对比如表1所示．在91～97GHz范围内,1分2功分器与1分4功分器插入损耗分别为0.76～0.82 dB和1.82～2.07 dB;端口隔离度分别为24～25.7 dB和24～36 dB．从仿真结果性能对比可以看出,相较其他工作,本文改进的威尔金森功分器插入损耗减小约0.3 dB,端口隔离度提高约7 dB．

表1 功分器参数对比

3 结束语

针对无线通信系统中,毫米波多通道收发机和相控阵雷达常采用的功分器插入损耗偏大、端口隔离度不高的问题,提出了一种改进的威尔金森功分器的设计方法．该方法从威尔金森功分器基本理论出发,合理利用了1/4信号波长传输线本身的长度,减小了满足端口间距的附加传输线长度,降低了插入损耗,又考虑了连接隔离电阻的传输线长度与电阻值大小对功分器性能的影响,在增大功率分配端口间距的同时不会恶化端口隔离度和回波损耗．根据提出的设计方法,设计完成一款中心频率为94 GHz,带宽6 GHz的1分2和1分4功分器,仿真结果表明：在91～97 GHz范围内,1分2功分器与1分4功分器插入损耗分别为0.76～0.82 dB和1.82～2.07 dB;端口隔离度分别为24～25.7 dB和24～36 dB．