基于低延迟并联电感同步开关的压电能量收集电路及系统设计①

蒋建东 吴松涛 乔 欣

(浙江工业大学机械工程学院 杭州 310023)

(浙江工业大学特种装备制造与先进加工技术教育部重点实验室 杭州 310023)

0 引言

履带起重机在吊重物(未离地)时,其吊钩往往无法与地面垂直,有一定的倾覆风险,因此需要设计相应的稳钩控制系统来监测吊钩摆动角度和方向以实现起重吊装的稳钩。稳钩控制是为了吊装和搬运后吊装物的快速稳定,保证安全和提高吊装效率。稳钩控制系统需要获取吊臂及重物的位置姿态信息,这些信息需要构建无线传感网络系统来获取,其中,自供能无线传感节点是构成整个系统的关键装置。

环境中有太阳能、热能和振动能等多种能源,其中振动能由于具有良好的功率密度和集成潜力而得到广泛的关注[1-2]。为对环境中耗散的振动能收集以实现系统自供能,需要设计相应的能量收集电路[3-4]。传统的方法是由Ottman 等人[5]提出的标准能量收集电路(standard energy harvesting,SEH),该电路在电路设计方面比较简单,但存在能量收集效率低下的问题。Guyomar 等人[6]在此基础上,提出了基于非线性开关技术的电感同步开关(synchronized switch harvesting on inductor,SSHI)电路,通过电压翻转提高了能量收集效率。Lefeuvre 等人[7]也提出了一种电荷同步提取电路,该电路通过免除负载匹配过程提高了能量收集效率。上述文献中非线性开关技术的引入明显提升了能量收集效率,并促使国内外学者对如何产生开关控制信号进行了大量的研究。Do 等人[8]提出一种使用4 个晶体管的整流器电路。Du 等人[9-10]提出一种使用1 个或多个电容来执行剩余电荷反转动作的无电感偏置翻转整流器电路。Chen 等人[11]也提出一种通过可重构电容阵列实现电压整流的电容整流器电路。Zouari 等人[12]在SSHI 电路中引入了基于分数开路的最大功率追踪技术。此外,还有通过外部逻辑电路驱动的开关[13]、机械开关[14]和通过速度控制的开关[15]等多种实现形式。但上述文献中开关技术的实现一方面需要引入额外的开关控制电路与外接电源,虽然提高了能量的收集效率,但带来了更高的系统功耗。另一方面,其电路的实现更为复杂,需要通过互补金属氧化物半导体(complementary metal oxide semiconductor,CMOS)工艺生产加工,难以在实际工程中应用。Lallart 和Guyomar[16]在并联电感同步开关(parallel synchronized switch harvesting on inductor,P-SSHI)电路的基础上,提出一种自供能并联电感同步开关(self-powered parallel synchronized switch harvesting on inductor,SP-SSHI)电路,通过非线性元件实现开关的通断控制。Liang 和Liao[17]进一步改进了SP-SSHI 电路,并讨论在不同激励水平下SPSSHI 与P-SSHI 电路之间的区别。但是,上述文献只是近似地将系统中的开关延迟(switching delay,SD)认定为一个恒定值,并没有考虑到SD 对能量收集效率产生的影响。

针对上述问题,本文对电路中SD 进行理论模型研究与关键参数分析,在SP-SSHI 电路的基础上,提出一种低延迟的改进型自供能并联电感同步开关(improved self-powered parallel synchronized switch harvesting on inductor,ISP-SSHI)电路,并基于此设计了自供能无线传感网路节点。通过理论分析与电路仿真,并搭建完整的实验平台,验证了该系统的可行性。

1 压电能量收集电路理论分析

为构建无线传感网络,需要有共计15 个传感网络节点,分别对吊臂的运动参数、驱动机构的动力参数等数据进行采集,并将数据汇集至驾驶室的中央节点进行统一的数据处理,通过中央节点与装备控制器进行数据交互,以实现履带起重机的稳钩控制。图1 显示了履带吊稳钩的实现过程。

图1 基于无线传感网络的履带吊稳钩智能控制系统原理图

1.1 压电振子等效电学模型

压电悬臂梁满足如下表达式[18]:

式中,FP为压电片的回复力,KPE为压电悬臂梁的刚度,u是压电片的位移,α为压电片的压电应力因子,CP为压电片的夹持电容,V是压电片的输出电压,I是压电片产生的输出电流。在实际应用中,通常将压电悬臂梁等效为一个电流源iP与其夹持电容CP与内部电阻RP的并联,RL为电路的负载。压电振子电流源为iP(t)=IPsin(ωt),其中IP是电流幅值,ω是振动角频率。

1.2 P-SSHI 电路分析

P-SSHI 电路通过在整流桥前并联入一个电感L和一个开关S,开关和电感之间是串联关系,以减少在半个周期内的能量损失,增加整个电路的能量收集效率。

在实际中,因为电感中的等效串联电阻的存在,在电压翻转这一动作后,电感中会损失一部分能量,损耗与振荡电路的品质因子Q有关,具体如下式:

式中,Von和Voff分别是翻转前后的电压,Vref是参考电压,Q为品质因子。

根据整个电路的电荷守恒定律:

联立式(1)、(3)、(4)、(5)得出输出功率为

式中,UM为悬臂梁振动的位移幅值,ω为振动角频率,VDC为RL两端电压,α为压电片的压电应力因子。

上述P-SSHI 电路是工作在理论条件下的,在实际中,开关S不可能正好在位移的极值处闭合,两者之间必定存在着一定的相位延迟,接下来分析实际情况下的P-SSHI 电路工作情况。

1.3 SP-SSHI 电路SD 分析与改进

SP-SSHI 电路通过包络检波器、比较器和同步开关3 部分实现开关S的工作。图2 是此3 部分的局部图。

图2 SP-SSHI 电路局部图

整个电路的延迟总体ϕ也由3 部分组成。(1)压电振子的电压与位移之间的相位延迟σ;(2)包络检波器的相位延迟θ;(3)比较器的相位延迟β。下面分别分析这3 个相位。

对于压电振子的电压与位移之间的相位差,将内部电容CP与电阻R1、二极管D1的等效电阻RD以及电容C1合并成为一个统一的阻抗Z,那么阻抗的模AZ为

式中R=R1+RD。

对于包络检波器的相位延迟,由于正、负两个半周期的对称性,只讨论正周期的情况,负半周期同理。当压电振子电压VP还未到极大值时,开关断开,此时VP与满足:

式中,A和θ分别是包络检波器的电压幅值比和相位延迟。

对于比较器的相位延迟,此时VP达到极大值,显然,有=VDC+2VD

为使比较器工作,需要满足:

于是可得:

得出输出功率为[20]

由式(14)可知,在ϕ∈范围内,当且仅当ϕ=0 时,PSP-SSHI=PP-SSHI。SD 对整个电路的收集效率有着阻碍作用,且ϕ越大,收获的功率越小。结合上述式子,总结3 类延时对总延时的影响,即σ影响较小、β占主导地位和θ可以忽略不计。因此,为减小SD,减小β是最有效的方法。

2 具有低延迟ISP-SSHI 压电能量收集电路的节点系统设计

2.1 低延迟ISP-SSHI 整流电路

基于上述分析,为减小β提出一种低延迟的ISP-SSHI 电路,其电路如图3 所示。

图3 ISP-SSHI 电路

通过在三极管Q1 的B极上端加入一个二极管D6,从而降低三极管Q1 的基极电压,减小β后达到了减小SD 的目的。图4 显示SP-SSHI 与ISPSSHI 电路的SD 在时间常数τ=RC1的变化下的对比情况,由图可知,ISP-SSHI 整体曲线都在SP-SSHI曲线之下。

图4 两电路SD 对比图

为更清晰地描述低延迟ISP-SSHI 电路的工作原理,图5 给出在等效电流源iP(t)作用下,其正半周期的电路工作状态,负半周期同理。

在自然充电阶段,电路由零状态开始工作,电路中的电流流向如图5(a)所示。在这一阶段,电流源经过R1 和二极管D5 向电容C1 充电,整流桥中二极管D1、D4 导通向负载供电。

在电压第1 次翻转阶段,此时压电振子的输出电压由正向最大值下降至,三极管Q1 导通,从而带动三极管Q2 导通,然后Cp通过D7、Q2 与电感L1 形成振荡回路,电容C1 通过Q1、D10、Q2 放电,电路中的电流流向如图5(b)所示。

在电压第2 次翻转阶段,电路中的电流流向如图5(c)所示。在这个阶段,电感L开始趋向于放电,由于二极管的单向导通性以及Q3 内部存在的小寄生电容,L通过Q3、D8 开始放电。

在电荷中和阶段,电路中的电流流向如图5(d)所示。此时三极管全部断开,但电容C2 中有残余电荷,因此通过D12、R2 开始放电。

图5 正半周期电路工作状态

为验证改进后的ISP-SSHI 电路与原SP-SSHI电路之间的区别,现通过仿真软件对SP-SSHI 与ISP-SSHI 电路进行仿真测试。仿真参数设置如表1所示。

表1 仿真中主要器件的型号及参数

测试结果如图6 所示,两者的波形大致相同,但ISP-SSHI 电路最终稳定的输出电压在3.5701 V,相比于SP-SSHI 电路的3.3213 V,提升约7.5%。

图6 两种电路输出电压对比图

2.2 无线传感节点设计

基于上述低延迟ISP-SSHI 整流电路,设计应用于稳钩控制系统的无线传感节点系统。系统包括压电能量采集器、整流电路、电压变换电路、中央控制器、传感器和无线收发器。

其中,压电能量采集器使用L 型双压电晶片压电悬臂梁式换能器以获得更好的低宽频响应。L 型压电悬臂梁式换能器结构如图7 所示。

图7 压电悬臂梁式换能器结构图与实物图

电压变换电路用于将压电振子产生的能量稳定至芯片工作电压,通过比较后选择ADI 公司的LTC 3331超低电压降压-升压型DC/DC 转换器。该芯片集成一个高电压能量收集电源和一个由可再充电电池供电的降压-升压型DC/DC 转换器,内部带有一个10 mA 的分流器允许向电池进行简单的充电,并针对多输入系统提供电源路径管理功能,最终输出3.3 V 电压以供系统工作。同时,为应对弱振动下的产能不足,芯片外接一个锂电池充当后备能源。其电路图如图8 所示。

图8 电压变化电路图

为验证系统的可行性,通过仿真软件对该芯片电路进行仿真测试。为加快仿真速度,将Ip电流加大10 倍,芯片VOUT 输出电压如图9 所示,显示输出电压在23 ms 与30 ms 时有一段平台期,在31 ms后稳定在3.3 V 左右,能够满足系统的工作电压要求。同时为测试系统在带负载时的输出,在VOUT后接入一个10 kΩ负载电阻,以此测量其输出功率的大小。结果显示,功率与电压波形类似,在电压的平台期,输出功率有略微的下降,在31 ms 后,峰值功率维持在11 mW左右,但这是电流源放大后的输出功率。

图9 输出电压和功率波形图

节点的中央控制器选取MSP 430 F169,该芯片具有极低的功耗,1.1 μA 的待机电流十分适合用于此类低功耗的传感系统使用。无线收发器选用工作在2.4 GHz 频段的nRF24L01 器件,通过SPI 接口与MSP 430 进行通讯。传感器选择ADXL 345 超低功耗3 轴加速度计,通过IIC 接口与MSP 430 进行通讯。整个系统由MSP 430 统一控制休眠与工作状态。

3 实验测试

根据上述系统需求,设计相应的无线传感节点系统,并搭建实验平台以验证功能与性能的实验测试,实验平台如图10 所示。

图10 无线传感节点系统实验平台

本实验选取的压电悬臂梁,其压电片材质为压电陶瓷片,型号为PZT-5A,压电陶瓷尺寸(长、宽、厚)为60 mm×15 mm×0.3 mm,基片尺寸为70 mm×17 mm×0.3 mm,L 型外延基片为45 mm ×15 mm×0.3 mm。实验中由SA-SG 030 型扫频信号发生器产生正弦激励信号,经由SA-JZ 002 电磁式激振器产生振动以带动压电悬臂梁。本文电路均采用分立元件实现,具体的元器件选型与参数如表2 所示。

表2 电路中主要器件的型号及参数

为验证本文所提出的ISP-SSHI 电路的优势,特进行对比实验,将SEH 电路和SP-SSHI 电路、ISPSSHI 电路在相同的实验条件下进行输出电压的测量。上述电路的输出电压都与负载电阻有关,因此,选取不同的电阻阻值,分别进行输出电压的测量,得到图11。

由图11 可知,随着负载阻值的增大,电路的输出电压都随之增大,其中,本文所提出的ISP-SSHI电路能够输出最高的电压。又根据电压与功率的关系及图11,得到图12。

图11 负载电阻和输出电压之间的关系

图12 负载电阻和输出功率之间的关系

由图12 可知,SEH 电路在负载电阻为150 kΩ时输出功率最大,为88.4 μW;SP-SSHI 电路次之,在负载为120 kΩ 时输出169.7 μW 的功率;本文所提ISP-SSHI 电路输出的功率最大,在负载为120 kΩ时输出功率为196.1 μW。相比于SEH 电路,ISP-SSHI电路输出功率提高121.8%,对比SP-SSHI 电路,输出功率提高15.5%。

为进一步验证设计的能量采集电路能否满足传感网络节点的工作需求,还需对系统的工作功耗进一步分析。

无线传感节点的工作步骤分为3 个过程,即休眠阶段、数据采集阶段和数据发送阶段。其中,休眠阶段保持中央处理器、传感器、无线收发器的休眠状态,确保系统的低消耗,并采用定时唤醒机制,休眠一段时间后唤醒MCU,并进入数据采集阶段。此时,MCU 唤醒加速度传感器,使加速度传感器正常工作,设置ADXL 345 的输出速率为1600 Hz,输出1600 个周期后,关闭传感器,开启无线收发器,进入数据发送阶段。此时将采集到的数据进行发送,发送速率为1 Mbps,发送时间持续约40 ms,然后重新进入休眠阶段。每个步骤的功耗如表3 所示。

表3 各阶段系统功耗

通过调节系统的休眠时间,可以调整系统的平均功耗,使其跟收集的压电能量进行匹配,通过表3中的数据,可用下式计算出系统的平均功耗。

式中,P是平均功耗,Ts是系统的休眠时间。压电悬臂的最大输出功率为196.1 μW。因此,为满足传感器的功耗,在不使用备用电池时,Ts最少应大于11.64 s。考虑到能源效率,最佳睡眠时间应不少于20 s。

4 结论

本文提出一种基于低延迟ISP-SSHI 的高效能量收集电路,开发并设计了适用于工程机械装备的自供能无线传感节点,建立了压电振子的电学等效模型与SP-SSHI 电路的理论模型,并通过仿真分析和实验对比得到如下结论。

(1)SP-SSHI 电路中SD 的存在导致了能量收集效率的降低。

(2)SP-SSHI 电路中的SD 由σ、θ、β组成,其中β占有主导地位。为减小β可以通过降低三极管的基极-发射极阈值电压实现,并以此提出ISP-SSHI电路,仿真结果显示相比于原SP-SSHI 电路输出电压提升约7.5%。

(3)进行了SEH、SP-SSHI、ISP-SSHI 电路之间的对比实验,测量其输出电压的大小并进行功率计算。实验结果表明,所提电路输出功率为196.1 μW,比SP-SSHI 电路提升15.5%,比SEH 电路提升121.8%。