一种多路隔离输出反激变换器的设计∗

程红丽 唐法俨 李 勇

(1.西安科技大学通信与工程信息学院，陕西 西安 710054；2.西安科技大学电气与控制工程学院，陕西 西安 710054；3.西安恒为电气科技有限公司，陕西 西安 710100)

目前，多路输出电源在航空航天、新能源汽车、智能家居等许多领域都得到了广泛的研究与应用。但目前的多路输出电源仍有较高的交叉调整率，同时存在体积大、功耗高等问题，从而降低了多路输出电源的总体性能和使用寿命，提高了电源的成本[1－4]。

为解决上述问题，许多研究人员在电路拓扑和控制策略等方面进行了大量研究。针对电路拓扑结构，在单路反馈多路输出的基础上提出了加权电路[5]，这种方式的优点在于以一种相对经济的方式提高了权重系数较高一路输出电压的精度，但权重系数较低的一路仍存在各种问题，于是又通过添加二次稳压电路来提高辅路的输出精度和稳定性，起初多使用线性稳压器[6]，不过这会使变换器整体效率下降，因此现在大多使用低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator，LDO)，尽可能地减小二次稳压电路的功耗，但在输出电路支路较多时，仍会影响电源效率[7]；此外，单电感多输出电源也是目前国外研究的热门[8]，其具有体积小，成本低，电路简单等优点，具有良好的发展前景，但目前在交叉调整率和输出效率方面依旧不够理想[9]。针对控制策略，目前主流的控制技术是模拟芯片控制和数字处理器控制[10]两种，采用模拟芯片控制技术可以使得电路拓扑简单，减少电源体积，但仍然存在交叉调整率高，电源精度低等问题[11]；而数字处理器控制技术具有周期短、模块化、寄生参数和电磁干扰小等优点，常用的主辅路同步控制法[12]和基于功率分配控制法[13]都较好地改善了输出交叉调整率，提高了电源输出精度，但同时增加了电路的复杂性。

为了满足某军工电源隔离输出和高精度的需求，设计了一种四路隔离输出单端反激变换器，输入电压范围为18V～36V，主路输出±12V/3.5A，精度小于等于3%，辅路输出±12V/1A，精度小于等于1%，主路与辅路不共地；电源整体效率不小于85%，交叉调整率小于等于3%。

1 系统组成与原理

1.1 系统组成

多路隔离输出单端反激变换器系统组成如图1所示。系统主要组成有:反激变换器、主路加权电路、辅路加权电路、LDO、加权隔离电路、脉冲宽度变调(Pulse Width Modulation，PWM)驱动电路和四路稳压输出等模块。主、辅路通过运放进行正负采样，采样后的电压再通过加权隔离电路实现加权，最后反馈到PWM 驱动电路控制稳定输出，其中辅路通过LDO 进行二次稳压，从而降低了交叉调整率，提高了辅路输出精度，最终实现了四路稳定输出。

图1 多路隔离输出反激开关电源系统组成

1.2 硬件电路设计

系统电源的主要设计包括多路反激输出电路、加权隔离电路和二次稳压电路。

1.2.1 输出电路

四路输出反激变换器主拓扑如图2 所示，由UC3844 芯片驱动控制电路实现基本的稳压输出；四路输出中辅路V′o3、V′o4为相对稳定输出，主路Vo1、Vo2为稳定输出，两主路与两辅路不共地。

图2 四路输出反激变换器主拓扑

1.2.2 加权隔离电路

加权隔离电路主要由运放电路和光耦隔离电路组成，如图3 所示。运放电路用于对主、辅路负电压反相；光耦电路实现主路与辅路之间的隔离与加权，通过光耦输出的电压反馈到原边控制电路。

图3 加权隔离电路

1.2.3 二次稳压电路

由于辅路权重比较低，为了提高辅路输出精度，采用LDO 进行二次稳压，本次设计采用的LDO 芯片型号为LM2941、LM2991，其最低压差分别为0.5 V、0.6 V。电路图如图4 所示。通过变压器匝比设计和加权隔离电路可保证LDO 输入输出保持在一个低压差范围内，从而降低LDO 的功耗。

图4 二次稳压电路

2 电路参数设计

2.1 高频变压器设计

根据反激变换器变压器的设计原则，结合输入输出要求，输出功率108 W，电源效率85%，最后实验中变压器采用铁氧体材料，原边电感量约为86.42 μH，原边绕组匝数为16 匝，主路输出绕组匝数和辅助电源绕组匝数为12 匝，由于辅路电压需二次稳压，其电压应略高于最终输出电压，故辅路输出绕组匝数为12.5 匝。

2.2 确定权重系数分配原则

如图3 所示，由于Vo1与Vo2幅值相等，V′o3与V′o4幅值相等，Vf1为Vo1与Vo2等比加权后的采样电压，Vf2为V′o3与V′o4等比加权后的采样电压，则有R17、R18、R22、R23阻值相等，R19、R24阻值相等，且R19远大于R17。又因为Rz1等于Rz2，所以主辅路之间的权重系数受限流电阻Ra1和Ra2的影响，阻值小的占有更大的权重系数。综上可知，讨论采样电压Vf1与Vf2之间的权重系数，即考量Vo1与V′o3之间的权重系数。则有该两路输出电压与加权因子的关系如下:

式中:Vref为PWM 控制器内的参考门限电压，K1、K3分别对应主路和辅路输出的加权因子。

又因为输出电压与反激变换器的占空比D、变压器副边绕组压降和整流二极管导通压降有关。

又关断占空比为:

副边绕组电阻引起的压降为:

式中:Ioi(i＝1，3)为某一路的输出电流，输出电流纹波较小可忽略；Rgi(i＝1，3)为相应变压器副边绕组电阻值。

综上可得在一个开关周期内，输出电压可表示为:

式中:Vsi(i＝1，3)为某路变压器副边绕组输出的直流电压；Vdi(i＝1，3)为相应的副边二极管通态压降；Rdi(i＝1，3)为相应的二极管等效电阻，实际很小可忽略。

定义VAi为变压器实际输出电压，VBi为输出电路上的损耗，Voi为实际输出电压，则有:

联立式(1)、式(7)可求得:

根据以下公式，可以确定权重比的范围，式中Vo(spec)min为输出电压所允许的下限电压值，Vo(spec)max为输出电压所允许的上限电压值。

将式(8)、式(9)代入以上不等式可以形成一个有效区间，即可求得权重系数K1、K3的取值范围。根据性能要求，可确定上式对应的输出电压范围为:11.76 V≤Vo1≤12.24 V，12.6V≤V′o3≤13.0 V。

代入数据即可算得权重系数的取值范围如图5所示，最后取K1＝0.8、K3＝0.2，即主路占的权重比为80%，辅路占的权重比为20%。具体权重可在实验中根据实际情况进行调配。

图5 权重系数取值范围图

2.3 加权反馈电路参数设计

2.3.1 限流电阻Rai(i＝1，2)和死区负载Rzi(i＝1，2)的确定

由数据手册可知，TL431 能承受的最大电流为100 mA，TL431 基准电压VREF为2.5 V，光耦能承受的最大电流为50 mA，发光二极管工作压降Vd为0.65 V，光耦输入端电流为IF，输出端电流为IC，由式(14)可计算出限流电阻:

以主路＋12 V 输出为例，K1为该路的权重比，由下式可知权重比与输出电流的关系为:

因为光耦可承受电流一般不超过50 mA，因此Iall的取值为50 mA。由上一小节计算可知，主回路的权重比K1＝80%，所以计算可得IC＝40 mA。光耦电流传输比CTR 的计算公式如下:

PC817 光耦的CTR 为50%～600%，由此可得主路光耦输入端电流为6.7 mA～80 mA，代入式(14)可得，Ra1的取值范围为110.6 Ω～1 320 Ω，选取Ra1为1.2 kΩ；同理可得Ra2的取值范围为:467.5 Ω～5 500 Ω，选取限流电阻为4 kΩ。

Rzi(i＝1，2)为TL431 提供死区电流，TL431 的死区电流大概为0.7 mA，光耦压差为1.5 V，则求得Rz1、Rz2的阻值为2.1 kΩ。

2.3.2 补偿网络参数Cs1、Cs2和RC的计算

反激变换器控制到输出的传递函数采用了Middlebrook 简化模型[14]，再根据极点零点补偿器[15]可得到所设计补偿网络参数计算公式:

式中:fp0为0 dB 穿越极点，fep为补偿极点，fez为补偿零点。代入数值计算可求得主路补偿网络参数为Cs1＝4.27 nF，Cs2＝6.4 nF，RC＝1.9 MΩ；同理可得，辅路补偿网络参数为Cs1＝18.33 nF，Cs2＝3 nF，RC＝100 kΩ；

3 实验

3.1 系统仿真

在PSIM 环境下对系统设计进行了仿真实验，输入直流电压为27 V，开关频率为67 kHz，±12 V/3.5 A(Vo1、Vo2)两主路负载为3.42 Ω，±12 V/1 A(Vo3、Vo4)两辅路负载为12 Ω，其他元器件参数均为计算值，线性稳压器为自建模型。Vo1，Vo3输出电压仿真波形如图6 所示，Vo2，Vo4输出电压仿真波形如图7 所示。

图6 额定负载下Vo1、Vo3输出电压波形

图7 额定负载下Vo2、Vo4输出电压波形

由图6 可知，Vo1输出为11.99 V，纹波电压大约为13.4 mV；Vo3通过低压差线性稳压器输出为11.91 V，无明显纹波电压。

由图7 可知，Vo2输出为－11.99 V，纹波电压大约为13.1 mV；Vo4通过低压差线性稳压器输出为－11.90 V，无明显纹波电压。

3.2 实验验证

3.2.1 输出电压精度测试

实验中直流输入电压为27 V，两主路负载为3.4 Ω，两辅路负载为12 Ω，四路输出结果如图8 所示:

图8 四路输出电压波形

由图8 可知，Vo1输出电压为12.02 V，纹波电压为27 mV，Vo2输出电压为－11.99 V，纹波电压为28 mV，Vo3输出电压为12.10 V，纹波电压为8 mV，Vo4输出电压为－11.90 V，纹波电压为10 mV。

3.2.2 交叉调整率与低压差测试

由于辅路为LDO 输出，实验主要测试主路的交叉调整率和辅路LDO 输入输出间的压差大小，分别改变主路负载与辅路负载，测得主路输出电压与辅路二次稳压输入电压如表1 所示，Rmain为主路负载，Rauxi为辅路负载。

表1 不同负载下输出电压测试

由表1 可以计算出主路交叉调整率为0.83%，负载调整率为1.75%；LDO 输入输出两端的压差基本保持在0.6 V～1.0 V 之间。

3.2.3 输入调整率测试

在额定条件下，输入电压从18 V～36 V 之间变化，测试输出电压如表2 所示。

表2 输入电压调整率测试

由表2 可以计算出Vo1和Vo2的输入电压调整率均为0.25%，Vo3和Vo4不受影响。综合负载调整率、交叉调整率和输入电压调整率，主路电压精度小于2%，辅路电压精度小于1%，很好地满足了设计指标。

3.2.4 电源效率

在输入为27 V 直流且额定负载下，测得输入电流为4.663 A，则可算得输入功率为125.901 W，输出功率为108 W，最后求得电源效率为85.78%，符合设计要求。

4 结论

所设计的多路隔离输出反激变换器通过选取加权隔离电路和LDO 结构，对加权系数和其他硬件参数进行了详细的分析和计算，最后完成了硬件调试，实验结果表明该方案具有可行性，满足了输出隔离以及高精度的需求。