高压准谐振反激变换器的仿真与研究

郑枫，张彦

（中国船舶重工集团公司第723所，江苏 扬州 225001）

舰船辅助电源的输入电压高，功率等级低。反激变换器电路简单、可实现输入输出隔离，适用于小功率、小体积的场合。但是由于主开关管的电压应力等于输入电压与输出电压原边等效电压之和，所需功率器件的电压应力远远高于其他同等输入电压的变换器。针对此要求，现有解决方案主要有功率器件串联和模块串联两种。文献[1]使用开关管直接串联的准谐振反激拓扑，这种结构无法保证功率器件的均压。文献[2]使用模块串联的有源钳位反激电路，但是此方案需要对主开关管和钳位开关管分别进行控制，控制复杂。

准谐振反激变换器的电路结构简单，且模块串联的方式可以自动实现均压。因此，本文对输入串联准谐振反激变换器进行研究并通过仿真对方案进行可行性验证。本文的原边串联准谐振电路研究对于船舶高压直流系统中的小容量、低输出辅助电源设计具有一定的意义。

1 原边串联准谐振反激变换器工作原理

1.1 常规准谐振反激变换器工作原理

常规准谐振反激变换器工作原理如图1所示。

图1 准谐振反激变换器原理图

第一阶段为储能阶段。电路中的主开关管Q在PWM控制器的控制下开通后，电流从直流侧电源Vin流向原边变压器，经过开关管后回到直流电源负极，实现了对原边电感Lp的充电。

第二阶段为能量释放阶段。PWM控制器控制主回路MOSFET关断，在外接电源Vin和励磁电流的影响下，电压逐渐上升，当电压上升至Vin+Vro时，二次绕组电压与输出电压相等，输出整流二极管导通，变压器开始向副边输出能量，同时变压器绕组被输出电压钳位。

第三阶段是变压器磁芯复位阶段。整流二极管导通，变压器开始向电容Cout和负载传输能量，输出电压直接接在变压器二次绕组上，导致副边电流线性减小直到为零，变压器的磁芯逐渐复位。

第四阶段则是谐振阶段。磁芯复位完成，变压器副边电流减小到零，完成能量从输入到输出的传递。但由于输出电容Cp仍存在能量，因此与励磁电感发生谐振，谐振周期为2π√（LpCp），经过谐振半周期，在开关管漏源极电压从正弦波峰值降至谷值。

1.2 串联输入的均压原理

1．2．1 静态均压原理：

设变压器原边两绕组与副边绕组之间的变比为n,开关管的导通时间为T1，副边二极管的导通时间为T2，原边电压最大值为Imax，则：

根据副边电容充放电平衡可得：

由（1），（2）可得：

由于式（3）中，导通时间T1与周期T由控制器控制，可保持两开关管的T1和T完全相同，因此两模块输入电压仅与变比有关，而本文中变压器两绕组变比相同，因此可实现两模块输入电压均压。

图2 原边串联准谐振反激变换器原理图

1．2．2 动态均压原理：

第一阶段，等效原理图如图3所示，假设变压器两个绕组的自感均为L，互感为M（M

图3 动态均压第一阶段等效原理图

由式（4），（5）：

若Vc1>Vc2，则流出C1的电流大于流进C2的电流，Vc1电压减小的速度大于Vc2电压减小的速度；若Vc1

第二阶段，此阶段主要为漏感能量向开关管输出电容及钳位电容释放的过程，由于漏感能量相对较小，对钳位电压的影响很小，基本不影响电容均压。

第三阶段原边无电流流过，不会对电容均压有任何影响。

第四阶段，等效原理图如图4所示，由于两个开关管的漏源电压相同，将下式最后一项移到左边后，与第一阶段相似，因此同样可以达到均压效果。

图4 动态均压第四阶段原理图

2 仿真分析

舰船用系统为600V直流母线电压，故将输入电压范围设置为400～800V，输出功率为15W，输出电压为15V。具体仿真参数如表1所示：

表1 原边串联准谐振反激变换器主要参数

2.1 模块均压验证

两模块完全相同时的波形图如图5所示，上下电容表示两模块输入电容两端的电压，上下管电压表示开关管两端的电压，显然此时上下两个模块完全均压，两开关管漏源电压波形完全重合；模块输入电容不同时的波形如图6所示，可以看出输入电容对模块均压的几乎没有影响，仿真结果表明，只要两模块输入电容存在就可以实现均压；两模块变压器变比不同时的波形如图7所示，此时变压器的变比为6:5，而模块的输入电压之比为11:9，模块输入电压之比与变压器变比基本一致，因此，保持变压器变比相同是实现模块均压的基本前提；开关管驱动不一致时的波形如图8所示，模块之间的电压差会随着驱动波形的差距而增大，因此必须保持驱动波形的一致性。

图5 两模块完全相同时的波形图

图6 两模块电容不同时的波形图

图7 两模块变比不同时的波形图

图8 两模块开关管驱动不同时的波形图

2.2 峰值电流闭环仿真

Matlab系统仿真模型如图9所示，在此变换器中，由于模块可以实现自动均压的效果，故无需增加均压控制回路，因此采用单个控制器控制两个开关管。整个模块采用峰值电流控制，同时由于反激电路的频率随着负载的增大而减小，根据负载的大小改变谷底导通的个数，从而在轻载时减小开关频率。

图9 原边串联准谐振反激变换器峰值电流模型

本文对输入电压为400V及800V时的空载及满载四种工况分别进行了仿真，仿真结果如图10～13所示。

图10 输入800V空载波形

图11 输入800V满载波形

图12 输入400V空载波形

图13 输入400V满载波形

图10～13波形分别为驱动波形、输出电压及漏源电压波形。从图中可以看出，变换器在不同工况下均可以实现低电压导通；随着负载的减小，频率随之增大，控制器增加了谷底导通的个数，将频率减小到合适的范围；随着输入电压的增大，开关管所承受的最大漏源电压也增大，但未超过限值。

3 结论

针对舰船辅助电源高输入电压的要求，提出一种基于原边串联的准谐振反激变换器，分析了模块自均压的原理，并进行了Saber仿真，详细分析了不同工况下模块均压的情况，提出变比相等及驱动相同是模块均压的必要前提条件。最后对此变换器的控制器进行设计并进行仿真，仿真结果显示变换器在全电压范围内可以实现谷底导通，并且变换器在不同的负载下谷底导通个数不相同，可以防止变换器在轻载下频率过高，验证了峰值电流控制的可行性。