大动态信号的高分辨采集电路设计方法*

邵亚璐王 鉴庞存锁韩 焱*

(1.中北大学信息探测与处理山西省重点实验室，山西 太原030051；2.省部共建动态测试技术国家重点实验室，山西 太原 030051)

大动态范围信号高分辨采集[1]在工程上有广泛的应用需求。 例如在水声、舰船、特种车辆等密闭空间、地下采矿环境等强噪声环境下的信号采集[2]；在燃爆过程的光电测量中，强、弱光信号的采集[3-4]；在飞行器发射(起飞)、降落过程中的高冲击和飞行中的低冲击震动的信号采集[5]；在高分辨超声成像检测中，往往既要采集换能器的发射信号，又要采集接收到超声回波信号需要[6]等。 在这些工作过程和环境中，信号的特点是动态范围大、非周期性、瞬变、信号频率成分复杂且带宽范围宽等[7]。对于这种大、小信号并存情况，采用线性放大器时，一般放大器的放大倍数固定，难以满足大动态信号全信号放大，往往会出现小信号放大满足采集后，大信号会饱和无法分辨，或大信号满足后小信号采集分辨力不够的矛盾；于是学者开始采用程控增益[8]或自动增益放大器，如文献[9]采用浮点ADC 结构，应用循环放大电路设计IFP，对信号进行自适应增益放大，反应速度快，但增益控制深度取决于比较网络的硬件规模，复杂的仪器电路增加了失调补偿与噪声抑制的困难，使仪器信号失真严重。 文献[10]采用可变衰减器级联固定增益放大器的结构，使得整个射频链路具有良好的噪声系数以及线性度，实现60 dB 的动态范围。 文献[11]采用两级VGA 级联的方式扩大AGC 电路的动态范围，通过耦合信号窄带滤波，解决了AGC 电路对宽带信号功率检测不准的问题，在信号频率为2 GHz 且信号带宽200 MHz 时的动态范围有100 dB。 此类方法可以随信号自动调节放大器放大倍数，保证了大小信号的放大，但所采集到的幅度却不再具有线性特性；另一些人选择采用对数放大器，如文献[12]设计了电流型和电压型对数放大电路，并验证设计的信号处理电路的输入输出信号幅值具有对数特性，动态范围可达31 dB，虽保证了信号的动态范围，而所得到的信号为非线性信号，不利于数据恢复。 此外，为了保证信号的高分辨力采集，常用的方法采用高精度、大动态范围的模数转换器(ADC)，然而，在高频信号采集应用中，受ADC 发展水平限制，高速、高分辨受到了技术制约，且成本极高[13]，如文献[14]设计了基于二次采样的低精度ADC 到高精度ADC 的转化，但此方法对硬件电路要求以及原本ADC 精度的要求极高。

针对上述问题，本文提出了一种大动态信号高分辨力采集的方法，该本方法根据关注度对信号进行分段采集，最后，通过对各分段采集数据的加权，进行信号合成，实现了大动态信号的高分辨力[15]采集。

1 大动态信号的高分辨力采集原理

实现大动态范围信号的高分辨力采集的基本原理是根据ADC 的分辨力和信号的动态范围，将大动态信号分为若干段小范围动态信号，按需进行级联放大和采集，从而达到高分辨力。 图1 为大动态范围信号的高分辨力采集原理框图。

图1 大动态信号的高分辨力采集原理框图

其实现过程如下:信号通过逆序多级放大器后，各级放大器输出信号与基准电压比较，分级输出各段放大信号，比较器输出电平为分段信号的编码，利用分段编码，控制ADC 采集不同分段的信号输入，ADC 采集到的放大器输出信号，经过数据合成，最终实现大动态范围信号的高分辨力采集。

常用的分段方法是采用减运算放大器[16]，将不同信号减去分段电压，将信号放大到ADC 的输入电压范围，进行信号采集，之后进行数据合成。 然而，若对于小信号进行分段，要求其减法器的基准电压具有较高的精度，否则会影响分段精度，引起信号采集误差，此外，各级减法器的基准电压各不相同，导致的误差也不相同，需要解决不同分段减法器的误差的一致性问题。 为了克服上述问题，本文提出了一种逆序放大、大电压、同尺度比较分段的信号分段方法。 本方法是将最小分段电压采用最大的放大倍数，而最大信号采用小放大倍数，即最后一级放大器输出为幅值最小的分段信号，而最前级的适配器输出为幅值最大的分段信号。 对所有段信号均放大到ADC 的输入电压范围，采用ADC 的最大输入信号VAD作为比较器的基准参考电压，对信号进行分段切割。

本文采用倒序放大的方法，相比于正序放大，优势在于无需调节放大倍数，确定信号的分段即可确定放大倍数，克服了小信号比较误差大的难点；分段后的信号均在ADC 的最大输入电压范围内，且分段后的电压的分辨力，由ADC 的量化分辨力指标保证。 本文方法的准确性与稳定性由放大器、比较器以选通开关决定，因此应选择低噪声、低偏置的精密运算放大器、高速、低延迟的比较器以及导通电阻小，切换速度快的模拟开关来实现。

假设输入的大动态范围信号为0-Vmax，ADC 信号输入范围为0-VAD，量化bit 位数为Q。 若将输入电压分为N段，分段电压为V1，V2，…，Vi-1，Vi，…，VN-1，Vmax。 通过对信号进行不同的分段，可实现不同的分辨力，从而可根据分段信号关注度，进行不同的电压分段，达到不同的分辨力。 如图2 所示，图2(a)为信号分段示意图，图2(b)为各分段信号放大到ADC 的输入信号的动态范围的示意图。

图2 信号分段采集原理

2 系统设计方法

由图1 可见，本系统由信号放大、信号分段、信号采集选通控制、采集控制和数据合成等5 个模块组成。 下面介绍各模块的工作原理及设计方法。

2.1 信号放大模块设计

模块由信号适配电路[17]和N-1 级放大器[18]组成，信号适配电路将信号的最大输出调理到ADC 的输入动态范围，并进行阻抗匹配；信号放大器采用倒序输出，该放大器的第一级输出信号为第N分段的放大信号，放大器的最后一级输出为第一段分段信号。 各级放大器将不同分段信号均放大到ADC 的输入信号的动态范围。

各级放大器的放大倍数由式(1)计算

式中:k0＝1，i＝1，2，…，N-1。

2.2 信号分段切割模块设计

信号分段切割模块由选通基准电压的N-1 级比较器组成，基准电压为ADC 的最大输入电压VAD。当输入信号大于VAD时，比较器输出高电平1，此时的ADC 量化输出为满流程，否则为0，此时的ADC量化输出为实际采集值；当信号经过第i级放大输出大于VAD时，比较器Li＝1，否则为Li＝0。 由于分段电路采用了采用同一基准电压VAD，保证了分段电压的一致性并克服了小信号比较器选择的难点。

2.3 信号采集选通控制模块设计

信号采集选通控制完成ADC 输入信号的切换控制，通过各比较器输出逻辑，控制多选一模拟控制开关，将相应放大器的输出经模拟开关切换到ADC的输入，实现对不同级放大器输出信号的采集。 当比较器1 的输出L1＝1 时，表明信号，输入信号为第N段信号，经过第二级到N级放大器的输出信号均饱和，Li均为高电平1，即，经过译码，模拟选通开关将信号直接输入ADC 进行采集；若L1＝0，L2＝1，则L3，…，LN-1＝1，模拟选通开关将第一级放大器输出信号作为ADC 的输入进行采集。 当L1＝0，L2＝0，…，LN-2＝0，LN-1＝0 时，模拟选通开关将第N级放大器输出信号作为ADC 的输入进行采集，此时采集的信号为第一分段信号，即信号最小的分段。

2.4 采集控制模块设计

采集控制模块完成信号采集时各比较器逻辑的锁定和信号的采集。 为了避免采集过程中信号对选通控制逻辑的扰动干扰，采集控制模块首先将各比较器输出的逻辑锁定，保证了放大器信号选通的稳定性，之后进行信号采集，同时锁定的逻辑信号也是进行数据合成的控制信号。

2.5 数据合成模块设计

数据合成模块完成各分段采集的数字信号合成。 从图1 的放大器模块结构可以看出，当L1＝1时，ADC 所采集到的信号为最大分段信号，此时信号未经过任何放大，所采集到的信号为实际输入的电压信号；而LN-1＝0 时，采集的为最小分段信号，由于系统采用倒序放大，此时的采集到信号为经过K倍放大后的信号，要还原实际信号，必须对该信号进行加权处理。

由于采用倒序放大分段采集，存在各分段采集分辨力不一致的问题。 例如，当L1＝0，L2＝0，…，LN-2＝0，LN-1＝0 时，ADC 采集的为经过K倍放大后的最小段信号，信号范围在0-VAD范围内，若ADC 的量化bit 数为Q位，则信号的分辨力为VAD/(2Q*K)，而对于L1＝1 时，此时ADC 采集的为未经放大的最大分段信号，其分辨力为VAD/2Q。 为了克服上述数据的合成问题，其方法是根据各级放大器的倍和比较器开关输出的逻辑进行数据分辨力校准，以得到与实际数据相符的结果。

下面以ADC 的量化bit 数为Q，三分段信号采集(N＝3)为例进行说明。 由图1 可知，三段信号由两级放大和两级比较器组成，设放大器第一级的放大倍数为k1，第二级为k2，信号的动态范围为0-Vmax，假设将信号分为3 段，分别为ΔV1＝V1，ΔV2＝V2-V1，ΔV3＝Vmax-V2，ADC 采集到的二进制数据为X(2)(十进制为X(10))。 当两个比较器的输出为L1＝0，L2＝0 时，0＜Vi≤V1，此时的采集分辨力为Δ1＝VAD/(k1×k2×2Q)，输出电压为V1o＝X(10)×Δ1；若L1＝0，L2＝1 时，信号V1＜Vi≤V2，采集分辨力为Δ2＝VAD/(k1×2Q)，输出电压为V2o＝X(10)×Δ2；若L1＝1，L2＝1，信号V2＜Vi≤Vmax，采集分辨力为Δ3＝VAD/2Q，输出电压为V3o＝X(10)×Δ3。

表1 为3 分段信号数据合成例。

表1 3 分段信号数据合成例

在数据合成前，将各级放大器的放大倍数ki、采集分辨力Δi，存储在相应的存储器，由式(2)可即可计算出实际电压输出，式(2)中的D为ADC 采集到十进制数据X(10)。

对于N分段情况，同理可以得到分辨力常数如下:

其分辨力计算公式如式(3):

2.6 关注信号段的采集设计方法

在信号波形分析中，对信号的各变化过程有不同的关注度，期望对关注段信号具有高的采样分辨力。 本文提出的系统设计方法，可实现不同的关注度的不同分辨力采集。 其实现方法是对根据不同的关注度，将信号分为不同的电压段。 根据信号的分辨力要求，设计不同的放大倍数，使所关注的信号段，均放大到ADC 的动态范围VAD内，之后对该段信号进行采集，根据式(1)可计算出各级信号放大器的放大倍数ki。

3 实验验证

本实验验证中采用0 ～3 V 的原始信号，利用3级放大器3 级比较器以及最大输入电压VAD＝3.3 V的12 bit ADC 进行采集，则信号的原始采集分辨力为Δ＝3.3/4 096 ＝0.806 mV。 下面以将信号分为4段进行分析。

关注度信号的分段采集，将信号为4 段，为将最小信号也放大至可采集的范围内，且可分辨微伏级的信号，因此取4 分段为ΔV1＝0 V ～1 mV，ΔV2＝1 mV～100 mV，ΔV3＝100 mV ～1 V，ΔV4＝1 V ～3 V根据式(1)可以计算得到每级放大器的放大倍数:k1×k2×k3＝3 300，k1×k2＝33，故有k1＝3.3，k2＝10，k3＝100。 4 段信号分别体现了不同的关注度，即第一段信号的分辨力为:Δ1＝3.3/(4 096×k1×k2×k3)＝0.244 μV，具有最高的关注度，分辨力最高；第2 段信号的分辨力为:Δ2＝3.3/(4 096 ×k1×k2) ＝0.024 mV，关注度次之；第3 段信号的分辨力为:Δ3＝3.3/(4 096×k1)＝0.244 mV，第4 段信号直接进行信号采集，具有最低的关注度，保持了原信号的分辨力:Δ4＝3.3/4 096 ＝0.806 mV。

仿真电路图如图3(a)所示，各级波形输出如图3(b)所示，(b)图中左上图为原始信号与3 级放大器的输出波形图，左下为采集端波形图，右侧图则是以左侧两图的数据绘制的合并图。

图3 采集实验仿真示意图

信号段1 为0 V～1 mV，3 级比较器输出为000，故采集从第3 级放大器输出的信号，虚线线条与实线线条部分重合，由于芯片本身所带的偏置电压及噪声影响，最终输出幅值高于理论值，后续可通过信号处理将小信号提取出来。 信号段2 为1 mV ～100 mV，3 级比较器输出为001，故采集从第2 级放大器输出的信号，虚线线条与双划线线条部分重合。 信号段3 为100 mV～1 V，3 级比较器输出为011，故采集从第一级放大器输出的信号，虚线线条与点划线线条部分重合。 信号段4 为1 V ～3 V，3 级比较器输出为111，故不经过放大直接采集原始信号，虚线线条与点状线条部分重合。 表2 为选取各段信号中一些点的幅值对照表与一些计算。 图4 为恢复后信号与原始信号的对比图。

图4 原始信号与恢复信号波形对比图

表2 信号幅值对照表

恢复数据＝采集输出值/对应段放大倍数ki

实际分辨力＝恢复后数据/模拟ADC 采集数

误差值＝｜恢复数据-原始数据｜

误差率＝(误差值/原始数据)×100%

从以上验证实验可以看出，本方法准确性较高，除最小段中小于100 μV 的信号误差较大外，其余信号的采集误差均小于3%，低于100 μV 的信号主要误差是由放大器的偏置电压导致的。 故此设计方法可以将跨度至少为90 dB 的大动态的信号较为准确分段采集下来，且对于较小信号具有更高的分辨力，且保证了各段信号的线性放大，恢复后的信号具有良好的线性特性，逻辑结构简单，成本低，具有较大的工程应用价值。 本文方法假设器件都是线性放大的理想情况，因此对于失真度和非线性误差不做分析，失真度和非线性误差是由电路决定的，主要与ADC 和放大器元件的选择有关，不同的电路结果不同。

续表2 恢复数据与误差值计算

4 结论

本文所提出的大动态范围信号高分辨力采集电路系统的设计方法，采用逆序放大分段，同一基准大信号比较切换，克服了小信号比较分段对分段精度的影响，同时保证了信号分段的一致性，此外，本方法可实现不同分辨力信号的采样，满足对信号的关注度的要求。但本方法在信号合成中，需要先将各级放大器放大倍数、采集分辨力进行存储，并进行相应的加权运算实现信号还原，这样信号的采集速度会有一定的降低。