副边无补偿的紧耦合旋转式无线供电技术

连鸿强，麦瑞坤，李才洪，周玮，李恒

(1. 中铁工程服务有限公司，四川 成都 610036；2. 西南交通大学，四川 成都 611756)

盾构机刀盘是一个带有多个进料槽的切削盘体，位于盾构机的最前部，用于切削土体，是盾构机上直径最大的部分，也是其开展掘进作业的的关键部件，工程人员需要在刀盘上布置大量传感器以监测其工作状态。传统刀盘传感器采用碳刷供电，但是在旋转工况下，碳刷极易磨损，产生过热及火花，需要定期维护，难以适应盾构机恶劣的施工环境。为了解决这些问题，有学者提出采用无线供电(wireless power supply，WPS)技术的新供电思路。

WPS技术作为新兴的供电模式[1-3]，从根本上消除了电气接口的物理接触，具有灵活便捷、安全可靠等优势[4-10]，是盾构机刀盘供电的优选方案。众多国内外学者针对旋转设备的无线供电技术进行了研究。针对旋转WPS系统的控制问题，文献[11]提出基于预测控制的LLC谐振频率追踪控制方法，该方法简单且采样环节易于实现，可以在轻载下跟踪谐振频率，克服了谐振元器件参数波动对电压增益的影响；文献[12]分析了强耦合下非接触式电滑环系统的特性，系统为三相系统，补偿拓扑选用串/串结构，采用无中线的三相星形结构消除3次谐波，采用不对称控制方式实现宽范围的软开关；文献[13]设计了一套完整的旋转设备无线供电系统，采用LCC/S拓扑，副边增加Buck变换器，通过闭环控制保证输出稳定性、准确性；文献[14]将LLC拓扑应用到近距离无线供电系统中，调整控制信号与次级电流同相，以实现自动频率追踪，降低了线圈气隙对系统谐振频率和电压增益的影响。

有学者利用旋转设备的特征优化WPS系统的耦合机构，文献[15]提出基于轴向磁场的单相无接触滑环系统，引入一种新的指标——每极互感，将多相系统的相互耦合简化为单相系统，在相同的铁氧体和铜材料用量下，该系统的功率传输效率是多单元(6个独立单元)单相系统的2.7倍；文献[16]提出一种旋转变压器的感应电能传输(inductive power transfer，IPT)系统，从理论和实验2个方面分析励磁线圈的自电感、耦合系数和损耗，设计了串联补偿的谐振变换器以利用旋转变压器固有的杂散电感；文献[17]将WPS技术应用于风电机组的变桨系统，相比传统的导电环供电，采用磁场耦合的供电方式提高了变桨系统的寿命和可靠性，找到影响系统频率稳定性的因素，并基于此对耦合机构进行优化；文献[18]设计了用于航天器太阳翼驱动的旋转WPS系统，采用无串联拓扑结构，消除了二次侧补偿电容体积过大的问题，提出一种新型嵌套式带芯电磁线圈，以保证其小型化、功率传输稳定和效率高；文献[19]利用LLC拓扑设计可移动、可分离的矩阵组线圈传递能量，由任何不良的铁心耦合情况引起的所有寄生参数都可以被吸收，并转换为谐振储能网络之一，因此在实现恒压/恒流输出的同时具有较小的损耗和优良的效率；文献[20]提出用于旋转机构感应式WPS系统的四极环形线圈，针对同侧线圈之间的互感会导致系统失谐而降低功率传输容量和效率的问题，建立同轴圆柱螺旋线圈的互感与几何参数关系的数学模型，并提出解耦方法；文献[21]针对航空发动机转子组件的电能传输问题，采用WPS技术，提出双层并联线圈结构，并通过增加铁氧体磁片的方式来抑制线圈横向错位、角度错位所带来的系统效率降低问题。

对于旋转WPS系统的补偿网络的设计问题，文献[22]采用结构简单的S-S型拓扑，具备较好的鲁棒性，且可传输较大功率，但并非恒压拓扑；文献[23]提出S-LCC拓扑，输出恒压特性，通过改变补偿电感的值可以调节输出电压增益，且不受负载影响，但该拓扑结构加大了副边结构的复杂性。为了进一步缩减副边体积，文献[24]在强耦合情况下消除副边补偿，建立了SN拓扑模型，并基于微分方程推导发射机和接收机电流的解析表达式，得出当耦合较强且线圈质量因数较大时SN拓扑可得到与SS拓扑近似相同效率的结论；文献[25]设计了一套给鼓风机叶片供电的WPS系统，将接收线圈固定在风机叶片上，发射线圈安装在风机的静止部分，采用LCC补偿拓扑克服由于接收线圈、发射线圈的相对位置变化导致的互感变换，从而提高系统能量传输的平稳性。

然而上述研究尚未针对盾构机狭小空间、全金属环境的工况设计恒压输出的非接触式电能传输方案。对此，本文提出用于盾构机刀盘供电的副边无补偿的紧耦合旋转式WPS系统，设计电磁屏蔽层抑制磁场外泄，通过对补偿网络的参数设计使其工作在第2谐振点，从而实现恒压输出。最后通过实验验证所述方法的可行性。

1 紧耦合旋转式无线供电系统设计

旋转设备的非接触式供电系统定转子间气隙较小，一般在1～10 mm之间，耦合系数一般大于0.5，工程上可认定为紧耦合工作条件。面向刀盘传感器供电的紧耦合旋转式无线供电系统依次由高频逆变器、补偿电路、空心变压器以及高频整流器构成。为降低开关电流应力，逆变器采用全桥结构，将24 V的直流电逆变为85 kHz的交流电，经过原边谐振腔滤波在原边线圈得到85 kHz的正弦电流，原边交变电流将产生交变的磁场。根据电磁感应定律，交变的磁场在副边线圈产生感应电动势，经过闭合回路产生感应电流，最后通过全桥整流电路整流为直流电，额定输出电压为24 V，用5.76 Ω电阻等效100 W的刀盘传感器负载。

通过1对多线圈将输入功率分摊到3个子绕组，各子绕组分摊副边电流，减小了副边的铜耗。其次，由于负载功率被3个绕组分摊，每个绕组所接的整流器以及Buck稳压电路所承受的功率较小，有利于小型模块化电能变换器的使用，而无需额外设计大功率电源变换器，节省了研发周期和研制成本。此外，盾构机刀盘传感器存在多个电压等级，不同的电压等级相差较大，副边多接收线圈的结构可以实现不同的线圈为不同的电压等级设备供电，从而节省了DC/DC变换器的数量和体积。

忽略耦合机构原副边线圈内阻及系统其他寄生参数，可得到如图1所示的系统电路模型。图1中：Lr为线圈等效漏感，Lm为线圈等效励磁电感，Cr为谐振电容，Np∶Nsi(i=1,2,3)为原副边绕组匝数之比，Ud为输入直流电压，ui(t)为逆变器输出电压，Co1、Co2、Co3分别为各副边绕组整流器输出稳压电容，RL为负载等效电阻。为了简化分析，主要针发射线圈以及其中1个拾取线圈展开分析。

图1 紧耦合旋转式WPS系统电路模型Fig.1 Circuit model of tightly coupled rotary WPS system

1.1 耦合机构模型

对紧耦合旋转式无线供电系统的耦合机构施加高频电流，耦合机构附近将产生高频磁场，对周围环境会产生较大的电磁干扰。此外，通有高频电流的线圈将感生高频交变磁场，与金属导体相交链会在导体内产生循环电流，从而使周围的金属环境产生涡流，引起设备发热，影响使用寿命。尤其是本系统与中心回转体同轴安装，耦合机构周围金属环境复杂，因此必须对耦合机构进行电磁屏蔽。图2所示为该紧耦合旋转式无线供电系统耦合机构模型。

受限于盾构机的内部空间，耦合机构整体尺寸固定，为降低成本，本文采用标准磁芯件。除去磁芯所占空间，将线圈绕组匝数尽可能绕满，以增大耦合系数。基于负荷功率需求，通过Simulink仿真得到线圈电流，考虑工程裕量选取符合耐流值要求的利兹线。本文所提出的耦合机构设计如图3所示，耦合机构主要由原边发射线圈、副边接受线圈以及相应的电磁屏蔽层组成，其中，电磁屏蔽层又分为内层、外层、上层以及下层，将耦合线圈紧密包裹。

图2 紧耦合旋转式WPS系统耦合机构模型Fig.2 Coupling mechanism model of tightly coupled rotary WPS system

本文设计闭合屏蔽层，图4所示为耦合机构磁密分布。由图4可看出，经过闭合屏蔽层设计，磁场在各个屏蔽磁芯中形成立体通路，漏磁通主要沿着空气闭合，磁路不会饱和。在耦合机构边缘处有少许漏磁，这是由定转子旋转所需的气隙所引起的，只要屏蔽磁芯工艺允许，最大限度减小空气气隙，即可最大程度减小耦合机构的对外漏磁，从而降低对周围环境的电磁干扰。

1.2 参数设计

由于紧耦合旋转式无线供电系统需安装在盾构机的中心回转体上，安装体积极其受限。为了减小设备体积，简化副边结构，本文采用原边串联补偿-副边无补偿的补偿谐振结构，仅由1个外部补偿电容Cr组成，其与空心变压器漏感谐振同时平衡变压器磁通，防止饱和。假设逆变器输出电压为标准方波ui(t)，对其进行傅里叶分解，有

(1)

式中：fs为系统工作频率；n为谐波次数。

当逆变器的输出方波馈入如图1所示的谐振腔中，由于谐振电容Cr具有隔直通交的作用，式(1)中的直流分量将被阻断，而不会对后级电路产生有功功率。稳态分析采用基波分析法，基波

(2)

采用基频分析的等效电路如图5所示，电路存在2个谐振点，即Cr与Lr、Lm的串联谐振，以及Cr与Lr谐振，对应谐振频率分别为fr1、fr2，表达式分别如下：

图3 紧耦合旋转式WPS系统磁屏蔽层设计Fig.3 Magnetic shielding layer design of tightly coupled rotary WPS system

图4 紧耦合旋转式WPS系统耦合机构磁密分布Fig.4 Flux density distribution of coupled mechanism of tightly coupled rotary WPS system

图5 紧耦合旋转式WPS系统等效电路Fig.5 Equivalent circuit of tightly coupled rotary WPS system

(3)

(4)

当副边整流桥的二极管导通时，励磁电感Lm由于变压器的作用钳制为输入电压，不参与谐振过程，这个状态下谐振频率fr2仅由Lr和Cr决定；而当副边不再钳位时，这个状态下的谐振频率fr1由Lr、Cr、Lm三者共同决定。谐振条件下原边线圈电流为正弦波，副边感应电流is(t)也为正弦波，表示为

(5)

式中：Is为副边电流有效值；φ为副边电流与逆变器输出基波电压的相位差。

系统正常工作时，副边受二极管作用，输出电压钳位副边绕组，因此，副边交流侧的电压us(t)为幅值Uo的方波，且由于副边为不可控的全桥整流拓扑，us(t)与is(t)同相位，故将us(t)用傅里叶级数展开，可表示为

(6)

取us(t)的基波分量us1(t)进行分析，us1(t)的有效值

(7)

根据能量守恒，忽略整流器的开关损耗，整流器输入功率等于输出功率，可得

(8)

故可求得整流器的输入等效阻抗

(9)

将副边等效电阻Re折算到原边，可将谐振腔简化为如图6所示的等效电路。

图6 紧耦合旋转式WPS系统谐振腔等效电路Fig.6 Equivalent circuit of the resonant tank of tightly coupled rotary WPS system

图6中，Req为由基波分量近似法等效的变压器原边交流等效阻抗，Req=8n2RL/π2，则谐振腔的电压增益

(10)

式中ω为角频率，ω=2πfs。整理得

(11)

进一步可得

H(jω)=

(12)

(13)

式中：K为电感比例；fn为归一化频率；Q为品质因数。

根据式(13)固定K值，绘制谐振腔在不同Q值下的增益特性曲线，如图7(a)所示；固定Q=0.25，绘制绘制谐振腔在不同K值下的增益特性曲线，如图7(b)所示。

由图7(a)可知，随着Q值增加，峰值电压增益点逐渐偏离第1谐振点，向第2谐振点逼近，峰值电压逐渐下降，增益曲线变为平缓。当频率fr=fr2时，谐振腔增益为1，也即最理想情况，此时负载变动不会影响输出电压；当fr>fr2时，增益曲线较为平缓，负载调节特性较差；当fr1

图7 紧耦合旋转式WPS系统谐振腔增益特性曲线Fig.7 Frequency-gain curves of resonant tank of tightly coupled rotary WPS system

2 实验

根据上述分析及所建模型，设计副边无补偿的紧耦合旋转式无线供电系统实验样机如图8所示。图8中，全桥逆变器基于STM32F103C8T6控制器作为脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)发生器，为开关管提供驱动信号，使得逆变器可为原边谐振腔提供高频激励方波；金氧半场效晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)型号为英飞凌BSC028N06NS，该MOSFET比替代设备的导通电阻低15%，且与同类设备相比，品质因素提高了31%，具有较高的系统效率和功率密度，以及较低的系统成本和超低电压；副边整流器二极管选用型号为SB1045L的肖特基二极管；Buck稳压模块基于XL5005电源管理芯片，XL4005是1个固定频率为300 kHz的PWM降压DC-DC转换器，5 A电流负载能力，输入电压范围为5～32 V，输出电压可调范围为0.8～30 V。为了满足输入24 V、输出24 V、输出功率100 W的指标，设计电路参数见表1。

图8 紧耦合旋转式WPS系统实验样机Fig.8 Experimental prototype of tightly coupled rotary WPS system

表1 紧耦合旋转式WPS系统电路参数Tab.1 Main parameters of tightly coupled rotary WPS system

图9所示为额定电压以及额定负载下原副边的电压、电流波形。图9中：ip为原边线圈电流，uinv为逆变器输出电压，us为副边线圈电压。

由图9可知开关频率85 kHz达到谐振频率附近，电流相位与电压相位一致，没有发生反相，谐振电流近似为正弦波，这说明原边工作在第2谐振点。结合图5的等效电路可知，由于Lr与Cr谐振，忽略线圈内阻，副边输出电压仅与原边输入电压有关，从而实现了独立于负载的恒压输出。

最后对装置进行变负载测试，图10所示为副边各子绕组在不同负载下的输出电压值，其中U1、U2、U3分别为副边各绕组级联整流器后的直流输出电压。

图9 紧耦合旋转式WPS系统电压电流波形Fig.9 Voltage and current waveforms of tightly coupled rotary WPS system

图10 紧耦合旋转式WPS系统输出特性曲线Fig.10 Output characteristic curves of tightly coupled rotary WPS system

由图10可看出，空载时的输出电压与带载时有较大差别，此时副边开路，绕组无电流流过，故原边的励磁电感Lm参与谐振，此时的原边电流波形为三角波，有效值较大，会在开关管以及线圈内阻上产生较大损耗。而在低功率等级下，线圈内阻对装置的影响较大，负载会对电压增益产生影响，使电路偏离设定的运行状态，因此空载或轻载不适于本文所述拓扑的应用。但随着负载提高，电压增益逐渐趋于稳定，系统效率也随之提高。为了确保对副边传感器的稳定供电，在后级增加稳压模块，以满足输出电压恒定24 V的要求。

最后，利用功率分析仪进行系统效率实验，实验结果见表2。由表2可知，系统在额定输入下可满足负载24 V、100 W的供电需求，系统效率为81.258%。

表2 系统效率实验结果Tab.2 Experimental results of system efficiency

3 结束语

本文针对旋转设备的定转子间电能传输问题，提出一种副边无补偿的紧耦合无线供电系统，设计一对三的耦合机构，通过有限元仿真验证了所设计的磁屏蔽装置可以有效抑制耦合机构的电磁泄漏，随后建立S-N补偿电路的数学模型，通过仿真分析证明了该谐振电路具有不受负载影响的恒压特性，且具有较高的谐振频带，适用于盾构机刀盘供电场合。最后设计实验样机，测试了在不同负载下的输出电压，实验证明所设计的装置可以在较宽负载范围内稳定供电，且所设计的耦合机构不会对周围通信通道产生串扰。