左右手复合介质反射式移相器

王素玲

(新乡学院 机电工程学院,河南 新乡 453003)

移相器是对电磁波产生一定的相移而不产生能量衰减的微波元件,即移相器是信号相位控制器件[1-2],移相器广泛地应用于微波通信系统、雷达系统和测量系统.比如在微波通信系统,天线阵列以及波束赋型技术广泛应用在4G和5G通信中,其基本原理是对天线阵列中各个阵元的微波信号移相相加,经过适当的信号处理算法对波束进行赋型,并形成多种不同的波束指向(多波束),提高天线系统的增益和信号指向的可控性；在雷达系统,获取天线阵列不同阵元的相位并辅以适当的数字处理,可以实现精确的目标定位和自适应跟踪,使发生和接收信号的波束最大增益方向始终对准目标物体；在迅猛发展的5G天线系统,多波束天线阵列同样有着重要的地位；上述所有微波系统,最关键的部件之一就是移相器.

移相器的研究经历了从机械式到电子式的转变,机械式移相器的缺点是无法在极短时间里快速改变相位,电子移相器则具有反应速度快、易于小型化、集成度高等特点,因此,电子移相器尤其是半导体移相器在微波工程中获得了广泛的应用.电子移相器主要包括PIN移相器和MIMC移相器.PIN移相器通过控制PIN二极管的通断来实现不同传输线的接入,实现不同的相位延迟.MIMIC则把移相器集成在单个芯片上,利用ESFET和变容二极管实现移相.

近来,负介质材料及与之相关EBG结构各种研究不断见诸报道[2-8].负折射材料具有等效的负介电常数和负磁导率即其折射率为负值,微波信号在负介质中传播时,其电场矢量、磁场数量和波印廷矢量满足左手螺旋关系(LHM)[3-6],被称为左手材料,当微波信号在左右手复合介质中传播时,其左手通带区和禁带区表现出与常规介质互补的或者相反的性质,利用该性质可以实现微波器件的小型化,近年来不断有基于左右手复合(LHM)介质的小型化天线、耦合器、滤波器报道见诸学术期刊[1-6].

本文主要研究左右手复合结构微波移相器[1].George V.Eleftheriades论文[1]中提出了一种宽频带紧凑型的左右手复合结构微波移相器,在此基础上提出了一种结构更为简单、频带更宽的改进型的微波移相器,并进行了仿真.

1 理论分析

George V.Eleftheriades提出一种左右手复合介质移相器[1],该移相器的单元电路模型如图1所示,在微带传输线上周期性的加载电容C0和电感L0,若单元微带线的长度为d,特征阻抗为z0,βTL为传输线的传输常数,βbloch为布洛赫传输常数,由微波网络理论可以得到其色散方程为[10]：

(1)

当βTLdππ1,同时,βblochdππ1时,其等效传输常数为

(2)

微波在上述结构中传输时,根据文献[10-12]可知,左手通带、禁带和右手通带对应的截止频率可以表示为[10-12]：

(3)

当加载电容和加载电感满足

(4)

时,左右手复合介质达到匹配状态,其等效传输系数为：

(5)

因此,微波的传输相位移动为：

(6)

图1 左右手复合介质单元电路模型

式(6)中,第一项是微带传输的位相延迟,第二项则对应于左手材料,两项之和为左右手复合结构的总相移效果.不难看出,左右手复合材料的相移与传统介质有许多不同：(1)对应左右手介质的相移量第二项为负值,也就是说当微波在左右手复合介质中传播时,左手介质引起的是位相超前而并非滞后；(2)左右手介质总的相移取决于信号频率,当频率合适时,沿线位相可以超前波源位相,因此可以设计超前相移器；(3)当频率向高频方向移动时,第二项的数值变小,加载元件的作用越来越弱,系统呈现微带线的电磁性质.

上述相移器有一定的局限：需要工作在匹配状态,加载电容和加载电感必须满足匹配表达式(4),当表达式不被满足时,将会出现禁带,绝大部分信号不能通过移相结构,散射参数S21严重下降.本文提出一种反射式左右手复合材料移相器,该移相器工作在禁带,不需要加载电容和电感匹配,结构更为简单,且工作频带调节易于控制.

2 反射式左右手复合介质移相器

2.1 禁带区的频带分析

把式(3)中禁带区的下限频率fc1和随着频率的变化为一个周期即360度,则左右手介质中正向传输的微波移相量随着频率的变化可以用式(7)计算：把上限频率fc2代入式(5)可知,在上限频率和下限频率,相移常数βeff=0,据此,可以判定在禁带区,相移:

(7)

其中,|Δφ|表示禁带位相随着频率的变化率,|Δf|=fc2-fc1表示禁带宽度.显然,禁带越宽,其相移越缓慢,只要我们能够控制禁带的频率就可以调节相移量的大小.

仿真左右手介质的表面结构如图2a和2b所示,图2a为其原理结构图,为了增加其电感L和电容C,设计了图2b,采用双层印刷线路板,下表面为铜箔地平面,上表面刻蚀为微带传输线+铜箔电容的图案,以加大电容的面积,增加电容值,我们采用商业软件HFSS13仿真,介质基片采用Rogers RT/duroid 6010/6010LM (tm).相对介电常数εr=10.2,厚度h=2 mm,单元左右手复合介质的周期为23 mm,印刷板上表面贴片的尺度为22.8 mm×22.8 mm,周期结构中相邻贴片的间隙g设置为0.2 mm,微带贴片中心设置金属化过孔(via),过孔pin的半径r设置为0.2 mm,金属化过孔的高度与介质基片厚度相同为2 mm,连接电容的微带线的宽度为3mm.仿真为4单元结构,其散射参数曲线如图3a和图3b所示,左手通带对应的频率小于2 GHz,禁带对应的频率2.15-3.8 GHz,大于3.8 GHz为右手通带区,比较散射参数S21的大小及S21的位相图3b不难发现,左右手复合介质的相移随着频率的变化而变化,禁带区单位频率的位相变化明显变缓,如果利用禁带区的相移特性则可以得到宽频带的微波移相器.

图2a 左右手复合介质仿真模型

图2b 改进型左右手复合介质仿真模型

图3a 左右手介质的散射参数S21(dB)

图3b 左右手介质禁带位相特性S21(deg)

2.2 左右手宽频带移相器的设计

在禁带区,虽然相移随着频率的变化比较缓慢,但是微波信号的衰减很大,因此,禁带区传输式移相器不能满足移相器的工作指标,另一方面,从能量守恒的角度来看,既然传输信号很小,则绝大部分信号应该原路返回,相对应的反射信号应该衰减较小,基于上述分析,本文设计了反射式左右手复合材料移相器.

传统的反射式移相器框图如图4a所示,移相系统由移相器和信号分离网络构成,反射网络对源信号产生一定的相移,再通过分离网络把源信号与反射信号分离,得到所需移相信号.图4b为本文提出的左右手复合材料移相器结构框图,该移相器的移相信号从另一反射端口引出,不再需要信号分离网络,其结构比传统的反射式移相器更为紧凑.

图4a 传统微波移相框图

图4b 左右手介质微波移相框图

图5 反射式左右手复合介质移相器

文中提出的反射网络采用左右手复合结构,如图5所示.信号源加载在端口1,反射信号从端口3引出,端口2设置为50欧姆匹配端,单元贴片采用22.8 mm×22.8 mm的正方形,其他参数与前文所述相同,用HFSS仿真软件,其仿真结果如图5a和5b所示,禁带区观测一些采样点,端口port3的散射参数S31在(-1dB)—(-2dB)之间,相比禁带传输信号S21(-20dB)信号反射信号的能量有大幅提高,该区域S31位相变化如图5所示,其相移变化明显比通带缓慢,因此,该文的设计可以用作宽频带移相器.

基于上述结构的改进型移相器.为了进一步提高移相器的性能指标,提出一种改进型移相器,称为并联型左右手结构反射式移相器,其俯视图如图6所示,该结构增加图6中的并联枝节,并联枝节的为电磁带隙结构,与端口port1与port2之间的维度完全相同,作为匹配网络,并联枝节能够改变端口port3的输入电阻,提高散射参数S31的数值,即进一步提高端口3反射信号的强度,仿真参数设置为：基片采用Rogers RT/duroid6010/6010LM,其相对介电系数为10.2,基板高度为2 mm,单元贴片仍采用22.8 mm×22.8 mm的正方形,改进后仿真结果如图7所示,散射参数比S31表示端口3的反射信号强度,该反射参数的理想值为0 dB,实际工程中反射参数越接近零,移相器的能量反射率越高,性能越好,比较图7和图5b中m点的散射参数不难发现,在同样的工作频率点f=3.4 GHz,图7的反射参数S31为-0.31 dB,图5b的散射参数为-0.78 dB,改进后的电磁带隙反射式移相器的反射系数提高了将近0.5 dB,其性能指标得到了优化.

图5a 反射式左右手复合介质的相移

图5b 反射式左右手复合介质对应的S参数

3 结 论

左右手复合介质存在左手通带、右手通带和禁带,在禁带区,位相随着频率的变化非常缓慢,据此性质,可以设计低轮廓紧凑式移相器.本文设计的禁带区反射式移相器,不需要另加分离网络,(1)直接通过反射端口即可分离输入信号和反射信号；(2)与外加网络的单元数无关；(3)插入损耗少；(4)可以通过控制禁带频率和禁带宽度实现不同的相位移,该方法设计的移相器具有平坦的频率响应：频带宽、结构简单,其散射参数完全满足移相器的性能要求.总之,文中提出的两种左右手复合介质反射式型移相器可以减小移相器的尺度拓宽频带,使得移相器更加紧凑.

图6 并联枝节反射式左右手复合介质移相器

图7 并联枝节反射式左右手复合介质移相器的S参数