基于变容二极管的紧凑型反射移相器

刘宇婕，张文梅

(山西大学 物理电子工程学院，山西 太原 030006)

0 引 言

移相器用于调整系统中的传输相位.它们是相控阵中执行自适应波束成形或波束控制的关键元素;它们还可用于通信的同相调制系统[1-3].目前已经开发了多种技术来实现具有低成本、功能多、兼容性强的可调谐移相器.它们可以分为具有可调无源或有源元件的数字或模拟类型.通常使用的无源移相器有开关型和反射型两种.开关型由简单的传输线部分组成，通过切换不同的延迟网络以获得所需的相位延迟[4,5].然而，开关型移相器本质上是数字移相器，如果需要大量相位状态则会导致移相器变得笨重.凭借固有的出色输入和输出匹配，反射型移相器已成为模拟移相器的流行选择.同时，相控阵天线的模拟相位调制器和微波波束形成器中，需要全360°移相器.通常采用两种方法来达到完整的360°相对相移范围.第一种方法侧重于通过多个变容二极管的适当布置来增强反射负载[6-9].第二种方法是采用阻抗变换正交耦合技术[10]修正正交耦合器，使移相器达到360°相对相移范围.

本文中提出了一种新颖的移相器，它具有较大的工作带宽，通过调整施加到变容二极管两端的电压，改变了二极管的电容，使输出波的反射相位变化.该移相器通过对加载的传输线进行弯折，并优化弯折线之间的缝隙，减小了移相器的整体尺寸，同时展宽了移相器的带宽.

1 反射式移相器

基于3 dB的定向耦合器的反射式移相器如图1 所示，信号由1端口输入，2端口输出.端口3和4是反射端口.信号从输入端口1进入，经过反射端口，在1端口反相抵消，全部由端口2输出.通过改变反射端口的阻抗，实现相移.

图1 反射式移相器结构Fig.1 The structure of reflective phase shifter

移相器的相移量由反射终端负载的反射系数决定.当终端负载是变容二极管时，其等效电路如图2 所示.

图2 反射式移相器的基本电路Fig.2 Basic circuit of reflective phase shifter

设微带线特性阻抗为Z0，变容二极管阻抗为ZL=R+jX,则反射系数

(1)

当变容二极管为理想二极管时，RS为0，则S21的相位

(2)

2 移相器设计

将弯折线结构应用到上述的反射型移相器结构中，可以减小移相器的体积.改进后移相器的结构分为3层：最上层是贴片，中间是介质层，最底层为接地板.介质层的相对介电常数为6.15，厚度为0.635 mm，损耗正切角为 0.002 5.贴片结构如图3 所示，贴片整体左右对称，由两个级联的4端口定向耦合器与基于变容二极管的可调谐反射电路集成在一起.图3 中黑色虚线框内的部分为反射电路，黑色部分为变容二极管，调节施加到它两端的电压可以改变二极管的电容，从而使得反射相位变化.变容二极管的一端与4端口耦合器连接，另一端连接着一段传输线.该贴片整体的尺寸大小是(18×11.2)mm2，改进后相对尺寸为0.68λg×0.42λg.表1 给出了该移相器结构的详细尺寸.

表1 移相器结构参数表Tab.1 The structure parameter of phase shifter

图3 移相器贴片的结构Fig.3 The patch of the phase shifter

3 移相器参数分析

在设计移相器的过程中发现，移相器传输线长度l2和l4都会影响移相器的频率，结果如图4，图5 所示.其中变容二极管的电容控制在0.6 pF，图4 给出了不同l2时移相器的S11.当l2选择3.3 mm 时，移相器工作在5.02～5.53 GHz及5.74～6.24 GHz，当l2选择3.8，4.3，4.8 mm时，分别工作在5.32～6.67 GHz，5.47～6.46 GHz，5.14～6.35 GHz.通过观察看出：当选择较大的l2时，移相器的频率会小，但是相对带宽在l2=3.8 mm之后就没有什么影响了.所以采用l2=3.8 mm保证尺寸更小.

图4 不同l2时移相器的S11Fig.4 S11 of phase shifter with different l2

在确定了l2的长度后，改变反射电路传输线长度l4使得移相器的带宽和频率都发生变化，结果如图5 所示.当l4选择1 mm时，移相器工作在4.3～4.6 GHz及4.91～5.1 GHz；当l4选择1.5 mm时，移相器工作在4.03～4.25 GHz及 4.57～4.67 GHz；当l4选择2 mm时，移相器工作在6.05～6.99 GHz(相对带宽为14.4%)；当l4选择2.5 mm时，移相器工作在5.32～6.67 GHz(相对带宽为22.5%).当采用l4=2.5mm时移相器带宽最宽.

图5 不同l4时移相器的S11Fig.5 S11 of phase shifter with different l4

为了减小互耦的影响，需要合理设计弯折后两个微带线之间的距离w3.图6 为不同w3时移相器的S11，可以观察出移相器的缝隙宽度也可以影响到移相器的工作频带.当w3选择0.35 mm，0.41 mm 时，移相器分别工作在6.38～6.73 GHz(相对带宽为5.2%),5.51～6.64 GHz(相对带宽为18.27%)；w3=0.47 mm时，移相器无法工作.可见，当采用w3=0.41 mm时移相器工作频带更宽，同时保证尺寸更小.

图6 不同w3时移相器的S11Fig.6 S11 of phase shifter with different w3

4 移相器的仿真结果

本文设计的移相器通过改变加到变容二极管的电压来调整其输出相位，当偏置电压从12 V变化到0 V时，电容调谐范围为0.18～1.1 pF.图7 给出了不同电容下移相器的S参数和相位变化曲线，在电容C从0.18～1.1 pF变化时选取了几个典型的电容值，表2 给出了具体数值.可以看到，移相器的工作频段为5.51～6.64 GHz，相应的插入损耗也是小于1.86 dB的，在工作频带内最大相移量达到了406.77°.

图7 移相器的仿真结果图Fig.7 Phase shifter simulation results

为了更清楚地看出当加载变容二极管时电容变化对移相器相位的影响，图8 给出了在5.6 GHz，5.9 GHz，6.2 GHz，6.6 GHz时的相位随电容变化的曲线.从图8 中可以看出，在5.6 GHz，5.9 GHz，6.2 GHz，6.6 GHz时，移相器的相位分别从350°变化到246°，228°变化到166°，150°变化到98°，51°变化到3°.当电容增加到一定范围时，相位的变化趋于平缓.

图8 移相器相位随电容的变化Fig.8 Phase shifter phase change with capacitance

表2 移相器仿真结果Tab.2 Phase shifter simulation results

5 结 论

本文设计了基于变容二极管的小型反射移相器，通过调整施加到变容二极管的电压改变它的电容，使输出波的反射相位变化；通过对反射电路的传输线进行弯折实现移相器小型化.观察了电容在0.18～1.1 pF下移相器相位的变化，并且观察出在5.6,5.9,6.2,6.6 GHz下随电容变化时，相位均发生了大约50°的变化.