交错并联磁集成双向LLC 谐振变换器的高轻载效率控制方法

杨玉岗，李 恒，孙晓钰

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛 125105）

随着电力电子技术的发展，高频、高功率密度已成为开关电源的必然发展趋势。LLC 谐振变换器因其良好的自然软开关特性，具有较高的工作效率和功率密度，被广泛应用于新能源发电、电动汽车和通讯电源等领域[1-3]。为了提高LLC 谐振变换器的容量，改善稳态时的工作特性，交错并联技术被应用到LLC 谐振变换器中[4-5]，但随着变换器相数的增加，较多的元器件增加了变换器的开关损耗，导致变换器轻载工作效率较低，难以兼顾扩容和高轻载效率的问题。

目前实现LLC 谐振变换器的效率优化，主要有两个方向：①文献[6]提出的变换器参数设计的优化方案，通过优化的参数改善变换器的工作状态，能够提高变换器在轻载甚至在全负载范围内的工作效率，但没有对变换器的轻载效率提升做出针对性的研究，变换器的轻载效率提升仍然具有较大的研究空间；②文献[7-8]提出的多相交错并联和通道控制方案，根据负载大小控制投入运行的变换器的通道数，拓宽了变换器的高效率运行区间，但当变换器的运行通道数减至单相时，未对变换器的轻载效率做出进一步的优化研究，也没有给出具体的控制方案。

针对以上情况，本文以交错并联磁集成双向LLC 谐振变换器为研究对象，提出了一种变频控制+移相控制+相屏蔽控制的控制策略，给出了以数字信号处理器DSP 为核心的控制策略实现方法，根据变换器的负载大小切换不同的控制模式，切实提高变换器的轻载工作效率，通过对比实验，验证了所提控制策略的有效性。

1 交错并联磁集成双向LLC 谐振变换器

1.1 交错并联磁集成双向LLC 谐振变换器工作原理

本文所研究的交错并联磁集成双向LLC 谐振变换器的拓扑结构如图1 所示，为保证变换器正、反向工作时工作特性保持一致，两相LLC 谐振变换器均采用CLLLC 型谐振结构，LLC1 和LLC2 分别表示两相LLC 谐振变换器。本文采用相间谐振电感反向耦合的方式来实现两相变换器的自动均流。图1 中：Lr1、Lr2和Cr1、Cr2分别为两相变换器的低压侧谐振电感和谐振电容，两谐振电感进行反向耦合；Lr3、Lr4和Cr3、Cr4分别为两相变换器的高压侧谐振电感和谐振电容，两谐振电感也进行反向耦合；Lm1和Lm2分别为两相变换器低压侧和高压侧励磁电感；n 为变压器变比。为了满足谐振电感反向耦合的需要，两相LLC 谐振变换器开关管的导通角交错180°。

图1 交错并联磁集成双向LLC 谐振变换器拓扑结构Fig.1 Topology of interleaved magnetic integrated bidirectional LLC resonant converter

在LLC 谐振变换器中，存在2 个谐振频率：串联谐振频率fr和串并联谐振频率fm。设定变换器的工作频率为fs，为了同时实现LLC 谐振变换器一次侧的ZVS 和二次侧的ZCS，变换器的开关频率需要满足。在这一频率区间范围内，两相LLC 谐振变换器交错角度为180°时，主要工作波形如图2 所示，一个工作周期内，共有8 个工作模态。观察两相变换器的谐振电感和励磁电感电流波形，可见，在任一时刻，两相变换器的谐振电感电流均大小相等，方向相反，满足相间谐振电感反向耦合的需要。

图2 fm ＜fs ＜fr 时的工作波形Fig.2 Operating waveforms when fm ＜fs ＜fr

1.2 磁集成均流原理

本文采用两相LLC 谐振变换器相间谐振电感的反向耦合实现两相变换器的自动均流。为了避免传统磁芯结构耦合系数低，磁压分布不均匀，磁芯磁路不规则等问题[10]，给出了EIE 型耦合电感的磁路结构，如图3 所示。该磁芯结构对称，耦合系数较高，便于磁路模型的建立与分析[11]。两个谐振电感均绕在磁芯中柱上，N1、N2分别为两相谐振电感的线圈，大小相等为流入耦合电感的两相谐振电流，两相谐振电流以相反的方向流入耦合电感，磁芯中柱两侧气隙对称，通过调节气隙大小，得到所需的谐振电感。

图3 EIE 型耦合电感磁路结构Fig.3 Magnetic circuit structure of“EIE”shaped coupling inductors

在理想情况下，两相LLC 谐振变换器参数完全一致，流入耦合电感的谐振电流在任一时刻大小相等，方向相反，两耦合电感在磁芯磁路中产生相互抵消的磁通，磁路中总磁通为0。当两相变换器参数存在偏差时，会造成流入耦合电感的两相电流发生变化。假设此时谐振电流突然增大，＞，根据楞次定律和电磁感应定律，电流将在磁芯中产生感应磁通，在上下两个线圈内分别产生感应电动势E1和E2，在反向电动势E1的作用下，将不断降低，同时在E2的作用下，不断增大，直到两相谐振电流重新满足。

2 变换器工作特性

为了制定合理的控制方案，首先对变换器的工作特性进行分析。根据变换器的运行方式分析变换器在变频控制和移相控制下的输出电压增益特性。

2.1 变频控制

双向LLC 谐振变换器工作在变频模式下时，为实现变换器的高效率，往往使其工作在谐振频率点附近，因此可用基频分量法对变换器的工作特性进行分析[12]。不同于传统交错并联LLC 谐振变换器中两相LLC 变换器的独立工作，交错并联磁集成双向LLC 谐振变换器中，由于耦合电感的存在，两相变换器工作时会相互产生影响，这点在进行变换器的工作特性分析时需要加以考虑。

图1 中，在理想情况下，同相LLC 谐振变换器变压器两侧的谐振参数具有对称性，即Lr1=Lr3n2，Cr1=Cr3/n2，将二次侧的参数折算到原边侧，可得到等效电路，如图4 所示。

图4 等效电路Fig.4 Equivalent circuit

两相变换器交错180°运行，使并联的输入端电压始终相反，谐振电感反向耦合。设两相谐振电感的耦合系数为k，则k 为负数，-1≤k＜0，可得到耦合电感的互感M 为

式中：UAB、Uo分别为输入、输出电压；Req为等效电阻，Req=8n2RL/n2；ωs为工 作角 频率；Lr、Cr分别为 谐振电感和电容。

化简式（2）得

式中：h 为励磁电感与谐振电感的比值，h=Lm/（Lr-M）；fn为开关频率与谐振频率比值，即归一化频率，fn=fs/fr；Q 为品质因数，。

为了获取有效的耦合系数，利用Saber 软件，结合具体的实验参数，通过仿真的方法取得最佳均流效果的耦合系数k=-0.4[11]。保持h、Q 不变，分别取耦合系数k=0 和k=-0.4，用Matlab 软件分别绘制出变换器电压增益与归一化频率的关系曲线，如图5 所示。可见，带耦合电感的双向LLC 谐振变换器的电压增益特性与传统无耦合作用的交错并联LLC 谐振变换器相同，并且在同一开关频率下，具有更大的电压增益，为同时实现变化器的ZVS 和ZC，设计变换器工作在区域2 内，在这段区域内，变换器的电压增益随开关频率的增加单调递减，频率越大，增益曲线越平稳，在谐振频率点处取得最小增益1，变换器处于升压模式。

图5 归一化频率与电压增益关系曲线Fig.5 Curves of relationship between normalized frequency and voltage gain

2.2 移相控制

在本文所提控制方法下，变换器的移相控制仅使用在深度轻载工况下，此时通过相屏蔽控制，耦合电感中仅一相电感参与工作，不再考虑谐振电感间的耦合影响，变换器的工作特性与传统LLC 谐振变换器一致。利用时域分析法[13]，得到单相LLC 谐振变换器的占空比与电压增益的关系曲线，如图6 所示。

图6 占空比与电压增益关系曲线Fig.6 Curve of relationship between duty cycle and voltage gain

此时变换器工作在谐振频率点即归一化频率fn为1 处，由图6 可见，电压增益随占空比的增加单调递增，当占空比为1 时最大增益为1，在此工作范围内处于降压模式，与图5 中交错并联磁集成LLC 谐振变换器的电压增益曲线形成增益互补。因此，变换器能适用于全负载范围内的增益变化。

3 移相+变频+相屏蔽控制的控制方法

传统的变频控制和移相控制各有优缺点，为了满足变换器的增益变化需要，并有效提升变换器的轻载工作效率，本文提出了一种移相控制+变频控制+相屏蔽控制的控制方法。当变换器处于半载及以上负载时，采用传统变频控制，两相变换器交错180°运行；当变换器处于轻载（小于50%满载）运行时，采用相屏蔽控制和变频控制；变换器处于深度轻载（这里定义为变换器所需增益小于1 时）运行时，采用相屏蔽控制和移相控制。

3.1 控制模式切换原理

在所提多模式控制方法下，随着变换器负载的不断变化，变换器的控制模式也频繁切换。为了避免变换器在控制模式切换的临界点处进行反复切换动作，影响变换器的稳定运行，需要对变换器控制模式的切换过程进行过渡处理。

对于变频模式下相屏蔽切相控制的过渡处理，以50%满载作为切换临界点，滞环控制原理如图7所示。设满载电流为Io，以0.45 Io～0.55 Io为滞环区间，负载电流大于0.55 Io时由相屏蔽单相运行切换为双相运行；负载电流小于0.45 Io时进行相屏蔽控制，仅单相变换器运行。

图7 相屏蔽控制过渡原理Fig.7 Transition principle of phase shielding control

轻载工况下，变换器在变频控制和移相控制模式间切换，实际表现为变换器的电压增益变化。由上文变换器的工作特性分析可得，在变频控制和移相控制下，变换器的电压增益形成互补，变频控制和移相控制的切换原理如图8 所示。当变换器处于升压模式时，所需增益大于1，采用变频控制，变换器工作频率小于谐振频率，随变换器负载的减小，输出频率不断增加；当输出频率大于变换器的谐振频率，即所需增益小于1 时，采用定频移相控制，输出频率固定为谐振频率。LLC 谐振变换器的输出增益变化，可看作工作频率的变化，因此，仅通过对变换器工作频率的判断处理即可实现变频控制和移相控制的平滑切换。

图8 变频、移相控制切换原理Fig.8 Switching principle of variable frequency and phase shift control

3.2 控制方法实现流程

结合提出的控制方法，要实现变换器在多控制模式下的精确平稳切换，需要对变换器的工作状态进行精确地实时监测。本文设计了以数字信号处理器DSP（digital signal processing）DSP28335 为核心的控制模块，结合变换器输出侧的电压、电流检测电路，对变换器的工作状态进行实时反馈，采样信号输入至DSP，经过程序计算，进行控制策略的决断和输出调整。

图9 给出了变换器的控制流程，为了实现各控制功能的有序执行，在DSP 的定时器中断中完成控制子程序的运行。初始化程序为两相变换器交错并联运行，采用变频控制维持电压稳定。当定时器中断到来，首先对变换器的输出电压、电流进行检测，当负载电流小于相屏蔽控制的切相电流时，进行相屏蔽控制，仅投入一相变换器运行。同时根据采集的输出电压，对输出电压进行PID 闭环控制，得到当前的变换器输出频率，再将得到的输出频率与变换器的谐振频率进行比较。如果输出频率大于谐振频率，变换器切换为移相控制，通过调整变换器两桥臂间的移相角，维持输出电压稳定；否则变换器仍然采用变频控制，直到下一个中断周期到来，如此循环。

图9 控制流程Fig.9 Flow chart of control

4 实验分析

为验证所提控制方法的正确性和有效性，制作了一台输出功率1 000 W、电压48 V/400 V 的实验样机，如图10 所示。样机系统的主要指标和参数如表1 所示。

表1 主要实验参数Tab.1 Principal experimental parameters

图10 样机实验系统Fig.10 Experimental system of prototype

图11 和图12 分别给出了变换器在正向升压和反向降压模式下的满载实验波形，此时两相变换器交错180°运行，通过变频控制调整输出电压。可以看出，在正、反向工作模式下，变换器都能实现原边开关管的ZVS 工作，两相谐振电流波形基本一致，两相变换器具有良好的均流效果。

图11 正向满载实验波形（变频控制）Fig.11 Waveforms in forward experiment at full load（under variable frequency control）

图12 反向满载实验波形（变频控制）Fig.12 Waveforms in reverse experiment at full load（under variable frequency control）

通过实验测试，在升压和降压模式下，当负载电流分别减小到0.4 A（16%满载）和3 A（14%满载）左右时，变换器在DSP 控制下由变频控制自动切换为定频移相控制模式，在该控制模式下，分别得到正、反向工作的深度轻载（5%满载）实验波形，如图13 和图14 所示，通过开关管的ZVS 波形可以看出，在深度轻载工作时采用定频移相控制仍然可以实现开关管的ZVS，且变换器谐振槽端口电压VAB波形和谐振电感电流波形良好，变换器工作正常。

图13 正向轻载（5%满载）实验波形（移相控制）Fig.13 Waveforms in forward experiment at 5% full load（under phase shift control）

图14 反向轻载（5%满载）实验波形（移相控制）Fig.14 Waveforms in reverse experiment at 5% full load（under phase shift control）

根据实验数据，分别绘制出变换器在升压、降压模式下的工作效率对比曲线，如图15 所示。在正向升压模式下，采用新型控制方法的变换器最高效率达到94%，比传统控制方法的最高效率提升约1%，在整个轻载工作范围内，变换器效率均有明显提升；负载电流为0.1 A（5%满载）时，效率提升约7.2%。在降压模式下，采用新型控制方法的变换器最高效率为92.4%，比传统控制方法的最高效率提升约0.8%；负载电流为1 A（5%满载）时，效率提升约9.7%，轻载效率提升明显。综上可得，采用新型的控制方法，可以明显提高变换器的轻载工作效率，并拓宽变换器的高效率运行区间。

图15 效率对比曲线Fig.15 Curves of efficiency comparison

通过实验测试，采用所提控制方法的变换器在正、反向工作模式下的开关频率均在79～100 kHz 之间，有效缩短了变换器的工作频率区间，有利于磁性元件的设计。

5 结语

本文针对传统交错并联LLC 谐振变换器轻载效率低的问题，以交错并联磁集成双向LLC 谐振变换器为研究对象，提出了一种移相+变频+相屏蔽控制的新型控制策略，并以数字信号处理器DSP为控制核心，给出了具体的控制策略实现方法。最后，制作出了实验样机，通过实验表明，该控制方法维持了传统LLC 谐振变换器的自然软开关特性；拓宽了变换器在全负载范围内的高效率运行区间，尤其提升了变换器的轻载效率；缩短了变换器的开关频率范围，有利于磁性元件的设计。