用于快速充电站的高频高效模块化固态变压器

陆 城，胡文斐，张伟强

（台达电子企业管理（上海）有限公司，上海 201209）

近年来，随着新能源汽车续航里程的增加及动力电池技术的发展，大功率快充已成为重要趋势的同时，对充电设施提出了更高要求[1]。传统采用工频变压器LFT（line-frequency transformer）的供电架构已显现诸多弊端，例如转换环节复杂、效率和功率密度较低、不易扩展等。而基于固态变压器SST（solid state transformer）的分布式模块化供电架构具有灵活的扩展性，可按需扩容，节省投资。SST 除了取代传统的配电变压器外，还可以提供直流端口，供直流充电桩、光伏发电和储能设备高效接入。另外，高频SST 占地面积小，在土地资源紧张的大城市里也是一个优势。随着碳化硅SiC（silicon carbide）器件的发展，高频高效模块化固态变压器已成为研究热点[2-4]。

文献[5]以1 MVA、10 kV AC/800 V DC 系统为例，分别从材料成本、重量、体积和损耗等方面比较评估了SST 和“LFT+AC/DC”这两种方案，综合来看，基于SST 的方案潜在优势明显。然而，目前大部分SST 采用PWM 型隔离DC-DC 拓扑，其软开关范围受限导致开关频率较低，通常不超过20 kHz，功率密度仍然不够高。另外，由于目前主流商用SiC MOSFET 的耐压水平不高于1.2 kV，若采用两电平拓扑，需采用12 个左右的单元级联才能满足10 kV 中压系统的接入。而单元数目越多，所含的隔离变压器数量也越多，另外配套的光纤通讯及控制器、结构连接件等都会相应增多，增加了SST 系统的复杂度和成本，也不利于系统功率密度的提升。为减少单元数目，本文提出一种基于三电平功率单元输入串联输出并联的模块化SST。针对其中关键的高频、高效、高输入电压隔离DC-DC 级，采用串联半桥（SHB）型LLC 谐振变换器，工作在200 kHz谐振频率附近，开关频率约为目前业界的10 倍。为实现高频高效，分析了其ZVS 软开关条件并给出了解析模型。基于该模型对比了二极管中点箝位型DNPC（diode neutral-point clamped）三电平LLC 的ZVS 条件，结果表明SHB LLC 更易实现ZVS。

单元间的均压均流是SST 系统级控制的关键目标，关系到安全稳定运行。由于SST 包含前后两级变换电路，控制自由度比较多[6]。常见的控制策略主要分为两大类：一类是前级AC-DC 负责均压，后级DC-DC 负责均流或均功率控制[7]；另一类是后级负责均压，前级负责均功率控制[8-10]。由于前级均压控制策略在极轻载时存在一定的局限性，本文基于后级均压前级均功率的协调控制思想，采用一种基于直流链电压反下垂的分布式控制方法，同时实现了均压、均功率和输出电压二次调节等多个目标。针对三相间的二倍工频环流问题，提出了基于LLC输出电流谐振控制器的频率补偿方法，可以有效抑制相间的二倍频环流。最后，搭建了2 台电压10 kV、功率360 kW 的SST 系统，采用对拖的方式进行了全电压满功率测试，并在某快速充电站进行了示范应用。

1 基于三电平功率单元的模块化SST

本文提出的SST 架构如图1 所示，每相由N 个相同的三电平功率单元（Cell 1～N）在交流侧输入串联、直流侧输出并联构成，且三相直流输出也并联，形成一共同的直流母线。图1 给出的是三相星接SST 系统示例，其也可以采用三相角接方式。

图1 基于三电平功率单元的模块化SST 架构Fig.1 Modular SST structure based on three-level power cells

每个单元由前级三电平AC-DC 变换器和后级三电平隔离DC-DC 变换器组成，前后级通过共同的直流链（DC-link）相连接，并且共中点连接，直流链总电压为Vdc。其中，前级采用DNPC 三电平H 桥电路，输入级联，并通过滤波电感Lf接入中压电网。相比常规的两电平H 桥，基于三电平H 桥的单元数目可以减少一半，有利于降低系统复杂度和成本。后级采用SHB LLC 谐振变换器，原边桥臂由2个半桥串联构成。虽然谐振电容Cr上需要额外承担Vdc/2 的直流偏置电压，但是该拓扑结构简洁，仅需4 个开关管，并且所有开关管的电压应力不超过Vdc/2[11]，而基于DNPC 桥臂的三电平LLC 多了2 颗箝位二极管[12]，并且这两种三电平LLC 的工作方式及其软开关条件也不相同，根据软开关条件分析和对比可知，SHB LLC 比DNPC LLC 更易实现软开关，为满足高频高效的SST 应用需求，因此后级选取SHB LLC 拓扑。

1.1 两种三电平LLC 软开关条件比较

2 种三电平LLC 变换器的拓扑如图2 所示。

图2 两种三电平LLC 变换器拓扑Fig.2 Topologies of two types of three-level LLC converter

SHB LLC 基本工作波形如图3 所示。2 个外管Q1和Q4同开同关，2 个内管Q2和Q3同开同关，忽略死区时间Td，占空比均为50%。SHB 桥臂输出电压VAB呈现两电平波形。图3（b）是在正半周期时Q1和Q4关断、Q2和Q3开通的开关过程瞬态波形。以该开关过程为例，分析SHB LLC 的ZVS 条件。

图3 SHB LLC 变换器基本工作波形Fig.3 Basic operating waveforms of SHB LLC converter

在t1时刻，Q1和Q4关断，谐振电流开始对Q1和Q4的寄生电容充电，同时对Q2和Q3的寄生电容放电，在t2时刻Q2和Q3的端电压均下降到0，即VAB=0，此时换流完成，Q2和Q3可以ZVS 开通。t1～t2时段为换流时间，记为Δtc。需要注意的是，谐振电流iLr将在t3时刻过零，Q2和Q3不能晚于t3时刻开通，否则反向电流将使Q2和Q3的端电压回升。t1～t3时段为谐振电流过零时间，记为Δtz。

Q2和Q3既要在换流完成时间Δtc之后开通，但又要早于Δtz开通，才能实现ZVS，因此ZVS 条件可以表示为不等式约束，即

分别给出Δtz和Δtc的推导过程。以t1时刻为新的时间起点，则谐振电流时域表达式为

式中：Vo为输出电压；Ro为负载电阻；Lm为励磁电感；fr和ωr分别为谐振频率和角频率；n 为变压器匝比。

经过Δtz时间，谐振电流过零，即

整理后可得

对谐振电流式（2）进行积分，可得电荷量表达式为

在换流时间[t1～t2]内，有

利用电荷平衡原则，则电荷为

式中，Ce1为换流过程中对开关管寄生电容CjQ充放电时的等效电容，Ce1=2CjQ。

将式（6）和式（7）代入式（8），整理得

由式（3）得

将式（10）代入式（9），整理得

DNPC LLC 的ZVS 条件推导方法类似，且Δtz与SHB LLC 相同，只不过DNPC LLC 的换流过程更复杂，Δtc由三段换流时间构成，详细分析过程见文献[13]，本文仅给出2 种三电平LLC ZVS 条件仿真对比结果。

考察软开关条件解析表达式可以看出，Δtz和Δtc均与励磁电感Lm相关，也就是说Lm的大小影响到这两种三电平LLC 软开关实现，而Lm是LLC电路最关键的优化设计参数之一，因此需要分析在不同Lm取值下的ZVS 条件。通过PSIM 电路仿真验证上述ZVS 软开关条件解析模型。仿真电路参数如表1 所示。

表1 DNPC 和SHB LLC 变换器ZVS 条件仿真参数Tab.1 Simulation parameters for DNPC and SHB LLC converters under ZVS conditions

仿真结果如图4 所示。图中的阴影部分表示两种三电平LLC 变换器的ZVS 区域，在该区域内设计励磁电感和死区时间，即可满足ZVS 条件。对比可以看出，SHB LLC 的ZVS 区域范围更宽，相同开关频率条件下，可以设计较大励磁电感或较小励磁电流的中压隔离变压器；或者，给定变压器及其励磁电感参数，SHB LLC 可以设置更小的死区时间即可实现ZVS，可以减小占空比损失，尤其是对于运行在高达200 kHz 开关频率的SST。总之，SHB LLC比DNPC LLC 更容易实现ZVS，因此更加适合高频高效运行。

图4 DNPC LLC 和SHB LLC 的ZVS 条件仿真对比Fig.4 Simulation comparison of ZVS conditions between DNPC and SHB LLC converters

1.2 三电平功率单元的中点电压平衡

考虑器件耐压，为了三电平功率单元的安全运行，有必要进行中点电压平衡控制，即通过控制手段使得正、负直流母线电容Cp和Cn的电压平衡，即各为Vdc/2。由于单元的前后级共中点连接，中点电压平衡控制既可以由前级负责，也可以由后级负责。前级针对三电平H 桥的中点平衡控制方法[14-15]，本质上都是通过调整零电平的作用时间或占空比，利用网侧电流对电容中点进行充放电，达到平衡中点电压的目的。因此，其控制效果受网侧电流的影响，当轻载时电流比较小时，调制波可能超出线性调制区，甚至出现过调制。另外，当空载运行时，电流符号的判断有可能受限于电流检测精度导致误判。总之，在SST 应用中，前级做中点平衡控制具有诸多局限性，本文采用后级SHB LLC 做中点平衡控制，其基本原理是将上下两个半桥的开关信号进行适当移相，产生Q1和Q3导通或者Q2和Q4导通状态，利用谐振腔电流对中点进行充放电，从而控制中点电压平衡。特别是在轻载下，可以利用burst模式的空闲期短时短路变压器的副边，增大谐振腔电流，大大增强了中点平衡控制能力，实现了全负载范围的中点平衡[16]。需要说明的是，当进行移相后，Q1和Q4、Q2和Q3不同开同关，桥臂电压从两电平变成了三电平，只不过由于实际中正常的硬件设计不会造成中点很不平衡，因此该移相角极小，也就意味着中间电平的占空比非常小，对谐振变换器的电压增益特性影响几乎可以忽略。

2 单元间均压均流控制

现有文献中SST 采用后级均压控制策略者更多。例如，文献[9]针对谐振变换器拓扑提出了固定电压变比的想法，由于所有单元的输出并联，输出电压相等，因此通过固定变比控制间接实现了Vdc相等，即实现了单元间均压。具体的做法是，让开关频率固定在谐振频率fr附近，类似直流变压器（DCX）工作。前级负责控制输出电压，且前级各单元共用电压调制波，利用输入串联电流相等的电路特点，可以简单地实现均功率。然而，该方法存在二倍频功率波动的问题，增加了后级的导通损耗，降低了效率。

2.1 基于直流链电压反下垂的分布式控制方法

针对现有均压均流控制策略的不足，本文提出一种基于后级SHB LLC 输入电压即直流链电压反下垂的分布式均压控制方法，其控制策略框图如图5 所示。

图5 基于直流链电压反下垂的分布式均压控制策略Fig.5 Distributed voltage balancing control strategy based on DC-link voltage inverse-droop control

图5 中，前级采用一个系统集中控制器，负责控制DC-link 平均电压Vdc_avg，以及网侧电流ig，且前级每相内各单元共用电压调制波或占空比dj，利用输入串联电流相等的电路特点，可以简单实现均功率，记每个单元AC-DC 级的输入功率为PA2D。后级各单元采用分布式控制器，负责就地控制直流输出电压Vo，各个单元的输出电压参考值Vo_ref根据其输入电压，即DC-link 电压Vdc，基于反下垂或者“上翘”规律变化[17]，如图6 所示。具体地，第i 个单元的输出电压参考值Vo_refi可以表示为

图6 输出电压参考值“上翘”曲线Fig.6 Inverse-droop curve for the reference value of output voltage

式中：Vset为额定输出电压参考值；Vdci为第i 个单元的DC-link 电压；Vdc_avg为所有单元的DC-link 电压平均值；Kd为“上翘”斜率系数。

基于反下垂均压控制策略的基本原理是不失一般性，假设第i 个单元的DC-link 电压Vdci偏高，则根据图6 中所示的“上翘”曲线，其输出电压参考值Vo_refi将增大，经过电压环路调节后其开关频率将降低，使得该单元的后级DC-DC 变换器输出功率增大，而DC-link 电压模型可以表示为

式中：Cdc为DC-link 电容；PA2Di为单元AC-DC 级的输入功率，且各单元的PA2Di相等，即PA2Di=PA2D；PD2Di为单元DC-DC 级的输出功率，这里假设忽略AC-DC 级和DC-DC 级的功率损耗。

由于各单元的PA2Di相等，根据式（13），易知DC-link 电压的差模将由PD2Di决定，因此，当PD2Di增大时Vdci将降低，实现了均压的效果。同理，当第i 个单元的DC-link 电压Vdci偏低时，根据“上翘”曲线，其输出电压参考值Vo_refi将减小，使得该单元的输出功率减小，根据式（13），当PD2Di减小时Vdci将升高，重新趋于平衡状态。因此，输出并联的多SHB LLC 变换器系统采用反下垂控制可以实现输入均压。

当所有单元的DC-link 电压平衡时，即Vdci=Vdc_avg（i=1，2，…，N），代入到式（12）中，可得Vo_refi=Vset，表明此时输出电压也调整到其额定参考值，无需对输出电压进行二次调节，即同时实现了输入均压和输出电压二次调节两个控制目标。且当所有单元的DC-link 电压进入平衡稳态时，由式（13）可知，此时PD2Di=PA2Di=PA2D，也实现了DC-DC 级的均功率或均流。

需要指出的是，式（12）中的协调量Vdc_avg也可以替换为Vdc_ref，因为在前级的协调控制下，稳态时Vdc_avg=Vdc_ref。

综上，基于直流链电压反下垂的分布式控制方法，同时实现了均压、均功率和输出电压二次调节等多个控制目标。

2.2 三相间的二倍工频环流抑制

基于级联架构的三相SST 系统，本质上是由3个单相系统组合出来的，单元的输入功率PA2D中存在二倍工频波动成分，因此DC-link 电压，也就是DC-DC 级的输入电压Vdc中也存在二倍频波动，而三相单元的Vdc中的二倍频波动电压相位互差120°，当所有的输出并联在一起时，三相Vdc间的压差将造成三相单元的输出功率PD2D中存在二倍频环流功率。

上述基于直流链电压反下垂的控制策略仅实现了DC-DC 级的稳态平均功率均衡，对二倍频或其他谐波次环流并没有抑制作用。针对该问题，可以在图5 所示的控制策略基础上再结合SHB LLC输出电流的谐振控制器，可以针对二倍频或其他特定次的谐波环流进行抑制。具体的做法是，将SHB LLC 输出电流io反馈到一个谐振控制器[18]，产生开关频率的补偿量Δfs，叠加到电压环输出的开关频率中。控制框图的其他部分同图5，不再赘述。

3 实验验证

为了验证所提控制策略的有效性，搭建了2 台电压10 kV、功率360 kW SST 系统测试平台，如图7 所示，采用对拖的方式进行了全电压满功率测试。每台SST 为“3×8”系统配置，即三相星接系统，每相包含8 个功率单元。每台SST 由1 个输入柜、2个功率柜和1 个输出柜组成，其中功率柜里总共包含24 个功率单元，其内部结构如图7（b）所示。

图7 两台10 kV、360 kW SST 构成的对拖测试平台Fig.7 Pump back test platform consisting of two 360 kW SSTs with 10 kV input voltage

SST 功率单元样机及里面的中压高频隔离变压器如图8 所示，功率单元的额定功率为15 kW，输出电压为1 050 V，其中，SHB LLC 隔离DC-DC变换器中的变压器工作在200 kHz 谐振频率附近。前级AC/DC 整流器的输入滤波电感为15 mH，由于单元间采用了载波移相调制，开关管的开关频率为2 kHz，可以节省开关损耗。

图8 SST 功率单元及中压高频隔离变压器Fig.8 SST power cell and medium-voltage highfrequency isolation transformer

图9 为SST 在10 kV 输入电压、满功率360 kW条件下的实验波形。可以看到，直流输出电压稳定控制在1 050 V，网侧电流为正弦波，且与电网电压同相位，即单位功率因数运行。需要说明的是，电网电压vAB为线电压，经过电压互感器150∶1 降压后接入测量示波器，网侧电流iB以流出SST 为正方向。

图9 10 kV SST 系统满功率实验结果Fig.9 Full-load experimental results of 10 kV SST system

图10 为24 个功率单元内部的DC-link 电压录波数据波形。可以看出，所有单元之间实现了均压，并且所有单元内部的正负半DC-link 电压VdcP和VdcN都重合在一起，表明中点电压也都是平衡的，验证了本文所提均压控制方法的有效性。

图10 10 kV SST 系统24 个单元中的直流链电压Fig.10 DC-link voltage of 24 cells in 10 kV SST system

图11 为SST 系统效率测试结果。可以看出，满载效率为98.0%，半载时达到了峰值效率98.4%，且在较宽的负载区间内效率超过了98%，实现了高频高效的目标。

图11 SST 系统效率测试结果Fig.11 Test result of SST system efficiency

最后，该SST 被运用在美国某超快速电动汽车充电站示范项目中，该示范项目现场如图12 所示，SST 为“3×9”系统配置，输入交流13.2 kV 三相中压、输出直流电压1 050 V，提供给后面的DC-DC充电机，充电机输出电压范围为200～1 000 V，最大电流400 A，总功率为400 kW，预计充电10 min 可以提供约290 km 的续航。1 050 V 直流母线将来也可以接入电池储能系统和分布式光伏发电系统，组成一个直流微电网。

图12 基于SST 的超快速充电站示范系统Fig.12 Demonstration system of SST-based extremely quick charging station

4 结语

本文提出一种采用SiC 功率器件和三电平拓扑的高频高效功率单元，并将多个功率单元输入串联输出并联组成一台模块化的SST，可灵活配置应对不同的输入电压等级。首先分析并仿真对比了DNPC LLC 和SHB LLC 两类三电平拓扑的ZVS 条件，结果表明，SHB LLC 具有更宽的ZVS 范围，更易实现ZVS，意味着SHB LLC 比DNPC LLC 更适合高频高效运行。基于后级均压、前级均功率的协调控制思想，提出一种基于直流链电压反下垂的分布式控制方法，同时实现了均压、均流和输出电压二次调节等多个控制目标。然后，搭建了基于SiC MOSFET 的15 kW 三电平功率单元，其中，变压器工作在200 kHz 谐振频率附近。基于该功率单元，搭建了10 kV、360 kW SST 系统样机，验证了单元间均压均流等控制策略。最后，以电动汽车快速充电站为例展示了SST 高频高效优势，系统效率在较宽的负载区间内均高于98%。该SST 有望在未来的快速充电站中应用，并带来一个全新的高频、高效、全模块化、分布式供电架构。