交错式电流馈电开关逆变器

张丽珍，王红燕

（山西电力职业技术学院电力工程系，山西 太原 030021）

当前，屋顶光伏系统的安装大幅增加。通常，屋顶光伏系统的输出电压较低，因为太阳能安装的可用空间相对较小，这就需要设计一种新的小型光伏装置的电力电子接口以输出高交流电压，且这些电源接口需具有高变换增益和可调节的功率输出。

从较小的直流电源获得高交流输出电压的最常用方法是在电压源逆变器（voltage source inverter，VSI）的输出端连接变压器（transformer，T/F）。为了消除线频变压器，升压级可以用作直流电源和VSI输入之间的接口以提高整个系统的功率密度和效率。然而，在这种情况下，接口是通过直流链路电容器连接，因此当工作开关频率很高时，容易由于穿透而发生故障；另一种方法是使用高增益逆变器，其在输出交流电压和输入直流电压之间具有非常高的升压比。这些单级逆变器的额定功率在几百W到大约1 kW之间，其输出受到高于此额定值非常多的输入电流的限制。对此，阻抗源逆变器（impedance source inverters，ZSI）是一种潜在的解决方案，基于前端升压级（front end boost stage，FBS）的配置可将高增益ZSI分为三大类。文献[1-2]提到了各种基于无源前端升压级（pas⁃sive front end boost stage，PFBS）的ZSI，这些拓扑能够实现高增益，然而，较多的无源元件数量大大增加了变换器的体积。为了解决这一困难，文献[3-4]中提出了各种基于有源前端升压级（active front end boos，AFBS）的ZSI拓扑结构。

文献[5]提出了一种有源阻抗源逆变器（ac⁃tive impedance source inverters ，AISI）结构，其特殊性能适合屋顶光伏应用所需的高电压变换比、穿透保护、连续输入电流等需求。在电流型开关逆变器（current fed switched inverter，CFSI）等升压比较高的变换器中，随着额定功率的提高，从PV源引出的输入电流也随之增大。高输入电流导致变换器中导通损耗显著增加，这类似于电压调节器模块（voltage regulator modules，VRMs）输出的高电流，VRMs本质上也是通信和运行分断电流（current intensity of short-circuit breaking capaci⁃ty，ICS）的降压变换器[6-7]。

多相并联交错是提高功率变换器效率的一种可行方法，该原理已在VRMs中实现，并且有助于降低每相的电流应力，因此在效率方面取得了很好的性能。并行思想在文献[8]中已有讨论，其确定了模块化单个有源桥DC-DC变换器在更高额定功率下提高效率的优点；文献[9]中实现了串联谐振DC-DC变换器的并联，以提高功率处理能力；文献[10-11]中，将多个逆变器模块并联以处理更高的额定功率。

本文提出了一种新的脉冲宽度调制法（pulse width modulation，PWM）方案，该方案在保证交错拓扑可靠性的前提下，结合了贯通技术以获得更高的增益。最后用两个模块验证了交错CFSI的交错特性，与CFSI相比，在额定功率为600 W时其效率提高了4%，最大可实现交流增益提高了33%。

1 模块化实现

图1为CFSI的示意图及不同策略对比。图1a中给出的CFSI示意图有两个阶段：有源前端升压阶段（AFBS）和逆变器阶段。AFBS将低输入直流电压Udc提升到高直流电压，该直流电压通过使用逆变级转换为交流电压。在此逆变器级中，固有地插入了直通，并与AFBS同步以提高Udc，从而提高AC输出电压。文献[5]详细讨论了CFSI的脉冲宽度调制（PWM）方案，包括导通间隔等。由于高的升压系数，在特定的功率水平下，CFSI的输入电流很高。因此，随着额定功率的增加，导通损耗的增加降低了变换器的整体效率。

图1 CFSI的示意图及不同策略对比Fig.1 Schematic of CFSI and cooperation of different strategy

1.1 策略1

策略1如图1b所示，只使用一个AFBS级，并且将几个并联的逆变器级联到该级，这不是一个好的策略，因为额定功率的增加，AFBS的高升压比会迫使其满足更多负载，与逆变器级相比，会增加电流应力，从而显著增加AFBS中的导通损耗。同样，逆变器的并联导致循环电流的产生，这将进一步增加导通损耗。

1.2 策略2

在策略2中，如图1c所示，将多个输入级并联连接，这有利于输入电流的共享并减少模块中的电流应力，因此，AFBS的交错是一种更好的方法。

通过两种可能的方案实施策略2，如图2所示。方案1采用单电感器方法，在这种拓扑中，将开关Sm和二极管Dm当作一个模块，将多个这样的模块并联连接，如图2a所示。但是，在该方案的某些工作条件下，二极管Dm1和Dm2并联导通，由于二极管的负温度系数，并联会导致热失控，因此该方案是不可行的。方案2中，电感器Lm、开关Sm和二极管Dm连接形成如图2b所示的模块，分别连接到公共直流电容器C、二极管Da和输入源Udc。该方案有利于两个模块之间的输入电流的共享，从而改善效率和增益特性。

图2 拓扑图Fig.2 Topology

2 交错CFSI

两个模块交错的CFSI（interleaved current fed switched inverter，ICFSI）的实现见图 2b，在此方案中，两个模块共享输入电流并升压Udc，以获得更高的直流母线电压UC。

在所提出的PWM方案中，将直通信号GST交替地提供给两个交错开关Sm1和Sm2，对于高阶交错拓扑，可以使用多个DC或相移载波信号来决定是否同步，所提ICFSI的PWM方案是在逆变器的功率间隔内，二极管Da导通，输入端提供直流电压。逆变器开关S1～S4的门脉冲是通过比较m（t）和-m（t）与高频载波信号Utri（t）产生的，插入逆变器支路的直通信号（through signal，ST）以获得更高的增益，该ST被分配到每个逆变器支路中，以平均分担开关应力。S2和S3在正半周（m（t）>0）中产生ST间期，而S1和S4在负半周（m（t）<0）中产生ST间期。逆变器支路中的ST（GST）是通过比较DC信号±UST和Utri产生的。

通过比较+UST和-UST与Utri（t），分别在门信号Gsm1和Gsm2之间产生180°的相移。+UST用于产生模块1的开关Sm1的门信号Gsm1，并将ST插入其中一个逆变器支路中。类似地，-UST用于产生门信号Gsm2以打开模块2的开关Sm2，并打开另一个逆变器支路的开关。分配有ST的逆变器支路与开关Sm1和Sm2的门脉冲同步，在两个模块交错的情况下，将直通信号GST交替地给予交错模块，对于高阶交错拓扑，可以利用多个直流和相移载波信号来确定发射间隔。

由于Gsm1和Gsm2之间的180°相移，在ICFSI中，直通间隔在两个间隔D1Ts和D2Ts之间平均共享，其中D1和D2表示二极管1和二极管2的直通区间。因此，交错开关的开关频率与载波信号（Utri（t））的开关频率相同，而在CFSI中，主开关Sm的开关频率是Utri（t）的2倍[5]。由于直通是ICFSI中允许的状态，因此逆变器的调制指数ma受下式限制：

式中：D为直通区间。

根据所提出的PWM方案，变换器的工作可分为三种模式，表1中给出了Ts开关周期内的工作模式，图3给出了所提ICFSI的等效电路图。对D1=D2=D/2进行稳态分析，在本分析中，除了电感器Lm1和Lm2的直流电阻dcr外，其他非理想情况均认为是零。

表1 ICFSI的工作模式Tab.1 Operating modes of ICFSI

模式1（直通间隔）：间隔期间ICFSI的等效示意图如图3a所示。在此间隔中，开关Sm1，S3和S4同时打开。接通开关Sm1，通过直流母线电压UC对二极管Dm1反向偏置，然后将其截止。同样，导通S3和S4使二极管Da反向偏置并截止。然而，二极管Dm2导通并被迫承载电感电流iLm2，因此，理想情况下，在Lm1两端出现Udc+UC的电压，而在Lm2两端出现Udc的电压，这解释了iLm1和iLm2上升斜率的差异，如图3a和图3b所示。逆变器的输入电压us为零，电感电压uLm1，uLm2和电容器电流iC如下式所示：

模式2（非直通间隔）：在此模式下，升压级开关Sm1和Sm2均关闭。根据m（t）和Utri（t）的比较情况，模式2被分为功率状态和零状态，如图3b和图3c所示。在功率状态下，逆变器的对角开关（S1，S4）或（S3，S2）被打开，如图3b所示。在零状态下，逆变器的顶部开关（S1，S3）或底部开关（S2，S4）接通，如图3c所示。

图3 所提ICFSI的等效电路图Fig.3 Equivalent circuit diagram of the proposed ICFSI

在升压阶段，二极管Dm1和Dm2被正向偏置，并被迫分别携带电感电流iLm1和iLm2。二极管Da通过（iLm1+iLm2-ii）电流量接通，其电流如图3c所示。由于二极管Da在此模式期间处于导通状态，逆变器的输入us变得等于UC。此模式下的电感电压uLm1，uLm2和电容电流iC如下式所示：

式中：ii为逆变器级的电流。

模式3（直通间隔）：间隔期间ICFSI的等效示意图如图3d所示。与模式1的ST间隔相似，在这种模式下，模块2的开关Sm2与逆变器开关S1和S2一起打开，而不是打开Sm1。开关Sm2和其中一个逆变桥臂的开启分别使二极管Dm2和Da产生反向偏压，并将其截止，但是，Dm1被打开并强制携带iLm1。与模式1类似，逆变器在此间隔内也处于零状态，该模式下的电感电压uLm1，uLm2和电容电流iC如下式所示：

为了建立UC和Udc之间的关系，对式（2）～式（4）在开关周期Ts内取平均值，得到以下方程：

直流链路电压UC可表示为

式中：Ii为逆变器电流的平均值。

对于无损耗H桥逆变器，通过对单位功率因数负载Rac进行功率平衡，可以得到逆变器平均电流：

式中：Ui为逆变平均电压；Um为交流输出电压的峰值。

从式（8）中去掉Ii后，UC可以改写为

当D1=D2=D/2且rL1=rL2=rL时，可以给出直流增益（UC/Udc）和交流增益（Um/Udc）分别为

3 实验结果与分析

本文研制了600 W的样机来验证所提出的交错拓扑，所提的PWM方案采用数字信号处理器（DSP）。图4描绘了两个交错模块的稳态波形。图中显示了ICFSI两个模块的栅极电压（Gsm1和 Gsm2）、开关节点电压（usm1和 usm2）和电感电流（iLm1和iLm2）的波形。

图4 交错模块稳态波廝Fig.4 Steady state waveforms of interleaved module

操作样机也在三种不同的开关频率下运行，以研究开关频率增加的影响。图5给出了在不同开关频率下获得的稳态波形。可见，随着开关频率的增加，电感电流和电容电压中的开关频率分量减小。

图5 不同康关频率下，电感电流、电容电压和交流输出电压的稳态波廝Fig.5 Steady state waveforms of both the inductor currents（iLm1and iLm2），capacitor voltage（UC），and AC output voltage（Uout）at different switching frequencies

如图5所示，输入级的交错电感中的电流iLm1和iLm2包含2次谐波（100 Hz）和开关频率分量。同样，2次谐波纹波在电容电压UC中也很明显。这是因为输入电感（Lm1和Lm2）和电容器C充当了低频储能元件，以解决瞬时交流输出功率和直流输入功率之间的不匹配问题[12]。此外，增加开关频率不会影响2次谐波分量。

为了进一步验证ICFSI的增益比，变换器在工作点（D=0.62，ma=0.36）和（D=0.64，ma=0.34）处工作，如图6所示。图6a表明，在工作点（D=0.62，ma=0.36）处可实现14.2的直流增益和5的交流增益；图6b表明，在工作点（D＝0.64，ma=0.34）处可实现24的直流增益和8.1的交流增益。

图6 ICFSI的增益比验证Fig.6 Verification of high gain of ICFSI

图7a给出了额定功率为500 W时的实验THD，包括从功率分析仪（PA1000）获得的高达13次谐波的实验数据，ICFSI的总谐波失真（THD）为2.78。图7b给出了额定功率为600 W时的ICFSI测量效率。分析效率和测量效率之间的差异可归因于逆变器级的损耗（分析中未考虑）。

图7 ICFSI实验结果Fig.7 ICFSI experimental results

4 结论

本文提出了一种CFSI的交错拓扑结构，对变换器进行了性能分析。讨论了采用所提出PWM方案拓扑的特性。最后从电压增益比和效率两个方面对ICFSI和CFSI进行了性能比较，结果表明，ICFSI在额定功率为600 W时，最大交流增益提高了33%，效率提高4%。