Split源光伏并网逆变器控制策略研究

2021-11-20 15:16田立欣刘广忱
电源技术 2021年9期
关键词:外环内环电感

郭 龙,田立欣,刘广忱

(内蒙古工业大学,内蒙古呼和浩特 010080)

在光伏发电系统中,并网逆变器是光伏发电系统能量转换与控制的核心,也是影响整个系统使用寿命的主要因素,因此,并网逆变器受到国内外研究者的关注。电压源型逆变器是新能源发电系统中最常用的DC-AC 电力变换器。通常情况下,由于并网侧的电压最大值高于直流电源的输出电压最大值,而要实现并网就必须额外增加一个升压级。然而,采用此双级结构会使系统成本增加,效率降低,可靠性变差。因此,具有结构简单、成本低、效率高等优点的单级式并网逆变器系统受到高度重视。

文献[1]提出了传统的Z 源逆变器,但是它具有一些局限性,例如升压范围较窄和出现浪涌电流等。提出了几种Z 源逆变器拓扑来解决这些局限性,其中包括准Z 源逆变器和开关电感器Z 源逆变器。此外,半Z 源逆变器是另一种Z 源逆变器拓扑,是作为单相光伏系统的低成本解决方案。大部分单级DC-AC 电源变换器拓扑在文献[2]中进行了论述。而其不同的调制策略在文献[3]中进行概述。除了具有不连续的输入电流并利用四个无源元件之外,所谓的Z 源逆变器还需要传统的八种状态之外的其他开关状态。因此,文献[4]提出了另一种称为Split 源逆变器(SSI)的拓扑结构,如图1 所示。与Z 源逆变器系列结构相比,此结构具有更少的无源元件数量、连续的输入电流、采用电压源逆变器相同的八种状态的标准调制策略和较低的电压应力等优点。

图1 Split源逆变器主电路结构

目前,对于SSI 的控制策略研究很少。SSI 使用与电压源逆变器相同的八个状态进行调制,这与Z 源逆变器利用一种称为直通状态的附加状态来实现升压能力不同。这种附加状态提供了额外的自由度来独立于交流侧而控制其直流侧,其中采用了两级常规控制方法。该技术对于许多应用而言都很方便。因此,本文对SSI 的工作原理进行了分析,并建立了平均状态模型;在此基础上,使用了一种改进的调制方案,并与同步旋转坐标系控制技术相结合,以实现并网模式下SSI 的解耦控制;在Matlab/Simulink 中搭建模型进行了仿真,用以验证所提出方案的有效性。

1 Split 源逆变器工作原理

如图1 所示,Split 源逆变器与电压源逆变器相比,多了三个二极管,这些二极管与一个电感和输入直流源串联连接。直流母线电容连接到逆变桥的六个常规开关。在Split 源逆变器中,有八种开关状态,分别对应两个零状态和六个非零状态。图2 显示了每种状态的等效电路。其工作状态中,100、010 状态与001 状态相同;110、101 状态与011 状态相同。以上六种状态及000 状态都是电源通过二极管对电感进行充电;而只有111 状态是电感通过二极管对电容进行放电。即在八种状态中,有七种是为电感充电,只有一种111 状态为电容充电。

图2 Split源逆变器的工作状态

根据电感器充放电,将每个开关周期TS分为两种基本工作状态区间,即充电状态时间TON和放电状态时间TOFF,开关周期TS=TON+TOFF。根据上述分析,Split 源逆变器的直流侧等效为一个DC-DC 升压变换器,其等效占空比为:

式中:T7为111 状态切换时间。

如图2(a)所示,第一个区间TON表示L的充电周期,根据基尔霍夫电压定律和电流定律,可得:

式中:rL为输入电感内阻。

状态空间方程为:

式(4)的矩阵形式为:

如图2(d)所示,第二个区间TOFF表示L的放电周期,根据基尔霍夫电压定律和电流定律,可得:

上述状态方程式(9)为非线性方程,需用扰动法求解小信号线性动态模型,并假定了恒定的负载电流和输入电压。代入静态工作点方程,可以得到:

2 可调的改进空间矢量调制策略

改进的空间矢量(SVPWM)调制策略具有一个调制参数M,不能独立控制直流侧和交流侧。为了解决上述问题,引入可调的改进SVPWM 调制策略,它的直流侧主要由调制信号的共模项控制。因此,可调的改进SVPWM 调制策略具有两个控制参数,其中一个是控制电网侧的调制参数Mac,而另一个是控制直流侧的调制参数Mdc。

使用可调的改进SVPWM 调制策略,电感L的充电占空比D等于Mdc。而平均直流母线电压Vinv与直流输入电压Vdc的关系以及输出基频峰值相电压Vφ与平均直流母线电压Vinv的关系为:

3 Split源光伏并网逆变器的解耦控制策略

可调的改进SVPWM 调制策略与常规的同步旋转坐标系控制技术相结合,以实现Split 源并网逆变器的解耦闭环控制。该控制策略包括最大功率点跟踪控制(MPPT)功率环控制部分和网侧控制部分。在MPPT 控制中,采用MPPT 功率外环以及输入电流内环控制结构。通过输入电流内环电流幅值的变化来调节逆变电路输出功率,从而实现光伏电池最大功率点的控制。网侧控制部分由直流电压外环和有功、无功输出电流内环组成。

如图3 所示,可调的改进SVPWM 调制的实现过程是将同步旋转坐标系控制器生成的正弦参考信号转换成空间矢量等效调制信号,通过计算获得正向饱和。然后,将获得的饱和空间矢量调制信号转换为可调的改进SVPWM 调制等效调制信号,其中这种负包络线由输入电流控制器控制。

图3 Split源逆变器并网系统整体结构

3.1 输出电流内环控制

如图3 所示,三相系统在同步旋转d、q坐标系下并网逆变器的数学模型为:

式中:ed、eq为电网电动势矢量Edq的d、q分量;vd、vq为逆变器交流电电压矢量Vdq的d、q分量;id、iq为逆变器交流侧电流idq的d、q分量;Rg为网侧电感的内部电阻。

为了实现d、q轴无耦合独立控制,降低设计难度,可采用前馈解耦控制策略,当采用PI 调节器时,vd、vq的控制方程为:

式中:Kip为电流内环比例增益;Kil为积分增益为id、iq电流指令值;ωg为电网角频率。

被控对象的传递函数为:

综合上述分析可知,电流内环(id、iq)实现解耦控制。由于两个电流环的对称性,故以id电流控制为例讨论,id输出电流环结构如图4 所示,TS为电流内环采样周期,KPWM为桥路PWM 等效增益。

图4 输出电流环结构

3.2 直流电压外环控制

直流侧电容的作用主要是稳定电压和缓冲变换器两侧的能量交换,并可抑制直流侧谐波电压的产生。

设同步旋转坐标系中d轴与电网电动势同步,所以有ed=|E|,eq=0。若不考虑逆变器的损耗,则可以得到:

该时变系统使用扰动线性化后,得到相应的传递函数为:

可见,当电网电压不变时,并网逆变器的直流侧电压vdc与输出电流的id分量成正比。因此,直流侧电压vdc的控制可通过id的控制来实现,从而可得直流电压外环的控制结构,如图5 所示,其中,Gc(s)为输出电流内环的闭环传递函数,Kup为电压外环比例增益,Kui为电压外环积分增益。

图5 电压外环控制结构

3.3 输入电流内环控制

输入电流环控制的目的是通过电流内环的电流直接调节并网逆变器的功率输出。假设文献[5]中的直流母线电压恒定,将小信号输入电流简化为输入电流控制结构图如图6 所示,其中,Kip为输入电流环比例增益,Kii为输入电流环积分增益。

图6 输入电流控制结构

3.4 MPPT 功率外环控制

通常MPPT 控制采用较经典的恒电压控制法、电导增量法、扰动观察法、模糊逻辑控制法等。本文使用的是电流型电导增量寻优MPPT 控制算法[6],而这种MPPT 控制方法的输出量是以电流方式输出的,因此该控制环节是以电流环进行跟踪控制的,其控制结构如图7 所示。采用电流寻优控制算法的优点是可以直接去除三环中的直流母线电压,通过电流内环的电流来直接控制并网逆变器的输出功率,因而使本系统具有更快的动态响应。

图7 MPPT双环控制结构

这种控制方案是根据电导增量法的原理,以光伏电池的特性曲线为依据提出的,通过比较光伏电池电阻和电阻变化量来实现MPPT 的控制。由此得:

4 仿真验证

为验证理论的合理性和正确性,使用上述方法设计了20 kW Split 源逆变器光伏发电系统,并利用Matlab/Simulink仿真软件搭建了本设计的整体模型,系统参数如表1 所示。

表1 系统参数

首先直流侧母线电压Vinv的选择要考虑负载的要求和网侧电流的畸变可控性。假设本逆变器由250 V 恒定直流电源供电,根据式(11)~(12)且考虑最大运行峰值相电压Vφ1max,即Mac=Mdc,可粗略地计算出Vinv的下限为:

忽略网侧电阻Rg上的压降,再结合工程中的升压电感L上的压降不高于网侧电压的30%,将V*inv设定为1 100 V。依实际需求考虑电感电流纹波和直流侧电容电压波动的允许值,取电感值为4.5 mH,取电容值为2 mF。控制器PI 参数的选择比较复杂,先通过理论设计计算出PI 参数的初始值,再根据仿真波形的情况相应调整PI 参数,最终找到一套较好的PI 参数,整理得:Kip=15,Kii=100,Kup=3,Kui=120,KiLp=0.005,KiLi=0.4。

图8 为系统稳态工作时电网电压和电网电流的仿真波形。系统在稳定运行时,并网电压和并网电流是同频反相的正弦波。Split 源逆变器发出的无功功率由无源器件吸收,有功功率均输送到电网。

图8 系统稳态仿真波形

实验研究了日照强度变化时,系统并网控制策略的实现情况。图9 依次为光伏阵列输出电压vdc、光伏阵列输出电流iL、直流链路电压vinv、升压占空比d、网侧电压va和网侧电流ia的仿真图。在25 ℃下,日照强度在0.4 s 由1 000 W/m2突变为700 W/m2时,光伏阵列输出电压经短时间调整后基本保持原值,升压占空比和直流链路电压也经短时间调整后维持原值。而光伏阵列输出电流变化较大,并网电流也随之变化较大。同时,网侧电流和网侧电压始终保持同频反向,使系统始终保持单位功率因数运行。所以,该控制方案能够快速响应日照强度变化,使系统迅速进入稳定状态。

图9 日照强度变化时,系统并网控制策略的实现情况

实验研究了温度变化时,系统并网控制策略的实现情况。图10 依次为vdc、iL、vinv、d、va和ia的仿真图。在1 000 W/m2的日照强度下,环境温度在0.4 s 由25 ℃突变为50 ℃时,光伏阵列输出电压变化较大,电流基本不变。而升压占空比迅速变化用以维持直流链路电压的恒定。同时,网侧电流、电压始终保持同频反向,使系统维持在单位功率因数运行。所以,该控制方案能够快速跟随环境温度变化,使系统迅速进入稳定状态。

图10 环境温度变化时,系统并网控制策略的实现情况

5 结论

Split 源逆变器具有独特的结构,使之具有与传统两级并网逆变器相似的功能,同时具有结构简单、成本低、效率高等优点,非常适合作为传统逆变器和阻抗网络型逆变器的替代选择。本文分析了Split 源逆变器在光伏发电系统中的优势,介绍了Split 源逆变器的工作原理和调制策略,并结合同步旋转坐标系控制技术,实现了有功、无功电流解耦控制。仿真结果表明,在光伏发电系统中应用的Split 源逆变器输出电流与电网电压保持同步,实现了单位功率因数并网,证明该控制方案具有很好的动、静态特性,能够应对各类环境变化和天气条件。

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