一种隔离型交错并联无电解电容LED驱动电路

林国庆， 陈伟， 黄秀玲

(福州大学 福建省新能源发电与电能变换重点实验室，福州 350116)

0 引 言

LED凭借其发光亮度好、电能利用率高和工作寿命长等优点，被广泛应用于多种照明应用场合[1-4]。驱动电源是保证LED发光品质和整体性能的关键。

在LED驱动电源中，为了平衡脉动输入功率和直流输出功率的差值，一般需要一个容量较大的储能电容，该电容一般选用电解电容,而电解电容的寿命远小于LED的使用寿命，成为制约LED驱动电路工作寿命的重要因素[5-8]。根据电解电容寿命预期阿列里乌斯(Arrhenius)模型，电解电容的工作寿命与温度有关[9]，当LED工作环境温度升高时，会进一步加快电解电容的失效，从而进一步影响驱动电路正常工作[10]。因此，无电解电容LED驱动电源是照明领域的研究热点。

为了消除电解电容对LED驱动电源寿命的影响，现有技术方法大致可以分两类[11]：一是在原有拓扑基础上对控制方法进行改进[12-14]；二是构造新的电路拓扑来平衡脉动功率[15-23]。文献[12]和文献[13]通过在交流输入侧注入三次或五次谐波电流来降低输入侧的功率脉动从而来减小储能电容的容值，注入的谐波电流越大，储能电容的容值越小，其优点是不用改变电路的结构，缺点是注入谐波电流越大，LED驱动电源的功率因数越低，适用于对功率因数要求不高的小功率应用场景。文献[14]在输出侧采用脉动电流驱动LED，使LED在输入功率较大时多消耗能量，在输入功率较小时不消耗或少消耗能量，降低输出侧的功率脉动，输入侧输入电流几乎不受影响，电路功率因数较高，但LED电流为低频脉动，LED的发光品质会受到影响。

文献[15]和文献[16]提出了在两级电路结构中实现无电解电容的方法，通过增大两级间储能电容电压纹波来降低储能电容容值，具有较高的功率因数，但与单级式结构相比，结构复杂、成本高，而且储能电容上过大的电压纹波会增大器件电压应力，并影响Boost电路的正常工作。文献[17]在传统SEPIC型AC/DC变换器拓扑的基础上引入填谷电路，使中间电容的容值和耐压值均减小为原来的一半，结构较为简单，但电容的容值减小量有限。文献[18-21]采用多路DC/DC变换器进行优化组合，在保证高功率因数和输入输出功率脉动量不变的情况下，降低总的输出电流脉动，从而去除了电解电容。文献[18]主电路采用单级有源箝位flyback PFC变换器，辅助电路采用全桥式纹波抵消电路并与主电路输出串联来驱动LED，其优点是全桥结构只流过交流低频脉动分量，变换器中的器件电压应力较低，但控制较为复杂，而且对于LED负载，如果串联电压反向补偿存在相差等情况，会导致LED灯电流有较大的变化，影响LED灯的正常使用。文献[20]和文献[21]采用flyback变换器作为主电路，辅助电路与主电路输出并联，通过电流的反向补偿达到恒流驱动LED的目的，但主电路开关管电压应力较高。文献[22]和文献[23]中将辅助双向变换器并接在DC/DC变换器与负载之间，使得功率平衡电容对功率起到削峰填谷的作用，从而可以用恒定的功率驱动负载，电路具有较高的功率因数，适合在大功率场合应用。

本文提出一种交错并联无电解电容LED驱动电源，通过稳定辅助储能电容电压实现输入瞬时功率与输出功率的平衡，从而抑制输出电流的低频纹波，并通过增加辅助储能电容上的电压纹波进一步减小辅助储能电容的容值，因此可以使用薄膜电容替代大容量的电解电容，提高电路的可靠性。

1 无电解电容LED驱动电路拓扑及工作原理

1.1 电路拓扑

图1为所提交错并联无电解电容LED驱动电路，由隔离型交错并联Boost变换器和辅助功率平衡电路组成。交错并联Boost变换器由电感L1、L2、开关管S1和S2、变压器T1和二极管D6～D9组成，用于实现功率因数校正和恒流输出；辅助功率平衡电路由二极管D1、D4和D5、开关管S3、辅助储能电容C1组成，用于平衡输入瞬时功率和输出功率的差值，抑制输出电流的低频纹波。

图1 单级无电解电容LED驱动电路拓扑Fig.1 Circuit topology of proposed LED driver

1.2 工作原理

无电解电容LED驱动电路主要工作波形如图2所示，ugs1、ugs2、ugs3分别为开关管S1、S2、S3的驱动电压波形，vin、iin为输入电压和电流波形，pin、Po为输入功率和输出功率波形，vC1为辅助储能电容C1两端电压波形，VC1为其平均值。电路分为两种工作模态进行分析。

图2 电路主要工作波形图Fig.2 Main waveforms of proposed circuit

1.2.1pin>Po时变换器工作模态分析

当pin>Po时，电路关键波形如图3所示。

图3 pin>Po时变换器关键波形图Fig.3 Key operating waveform of the circuit when pin >Po

辅助开关管S3始终关断，变换器通过调节开关管S1、S2的占空比实现输出恒流，通过调节S1、S2的死区时间将多余能量储存在辅助储能电容C1中。该工作模态包含6个阶段，各个阶段等效电路图如图4所示。

图4 pin>Po时电路各模态等效电路图Fig.4 Equivalent circuits of different modes when pin >Po

1)(t0-t1)阶段：t0时刻，开关管S1导通，S2关断，整流电路输出电压通过二极管D1和D2、开关管S1对电感L1线性充电；电感L2通过二极管D1和D3、开关管S1和变压器T1向负载释放能量。

2)(t1-t2)阶段：t1时刻，电感L2电流减小到0，二极管D3、D7、D8截止，LED负载由输出滤波电容Co供电。

3) (t2-t3)阶段：t2时刻，开关管S1关断，电感L1通过二极管D2、D4和D1向辅助储能电容C1释放能量，电容C1电压增加。

4) (t3-t4)阶段：t3时刻，开关管S2导通，开关管S1保持关断，整流电路输出电压通过二极管D1和D3、开关管S2对电感L2线性充电；电感L1通过二极管D1和D2、开关管S2和变压器T1向负载释放能量。在此阶段，为了保证电感L1中的能量仅向负载侧传递，整流电路输出电压和辅助储能电容电压之和必须满足

|vin(t)|+vC1(t)>nVo。

(1)

式中：vin(t)为整流电路输出电压；vC1(t)为辅助储能电容电压；n为变压器原副边匝比；Vo为输出电压。

5)(t4-t5)阶段：t4时刻，电感L1电流减小到0，二极管D2、D6和D9截止，LED负载由输出滤波电容Co供电。

6)(t5-t6)阶段：t5时刻，开关管S2关断，开关管S1保持关断，电感L2通过二极管D1、D3和D5向辅助储能电容C1释放能量。t6以后电路又重复上一个开关周期工作。

1.2.2pin

pin

图5 pin

辅助开关管S3在开关管S1关断前一段时间导通，通过控制S3的工作占空比，使一个工频周期内辅助储能电容电压平均值VC1保持稳定。该工作模态包含5个阶段，各个阶段等效电路如图6所示。

图6 pin

1)(t0-t1)阶段：t0时刻，开关管S1导通、开关管S2关断，整流电路输出电压通过二极管D1、D2和开关管S1对电感L1线性充电；电感L2通过二极管D1和D3、开关管S1和变压器T1向负载释放能量。

2)(t1-t2)阶段：t1时刻，电感L2电流减小到0，二极管D3、D7、D8截止，此时由输出滤波电容Co给LED负载供电。

3)(t2-t3)阶段：t2时刻，辅助开关管S3导通，整流电路输出与辅助储能电容C1一起分别通过开关管S3、二极管D2和开关管S1对电感L1继续充电和通过辅助开关管S3、二极管D3、变压器T1、开关管S1对电感L2充电。

4)(t3-t4)阶段：t3时刻，开关管S1、S3关断，开关管S2导通。整流电路输出电压通过二极管D1、D3、开关管S2对电感L2充电；电感L1通过二极管D1、D2、开关管S2和变压器T1向负载释放能量。在此阶段，为了保证电感L1中的能量仅向LED负载侧传递，整流电路输出电压和辅助储能电容电压之和也必须满足式(1)要求。

5)(t4-t5)阶段：t4时刻，电感L1电流减小到0，二极管D2、D6、D9截止，此时输出滤波电容Co给LED负载供电。t5以后电路重复上一开关周期工作。

2 电路功率因数和纹波控制策略分析

2.1 功率因数分析

如图1所示，两路交错并联的boost PFC变换器具有对称性，当工作在断续模式时，电感L1电流在一个开关周期内的平均电流为

(2)

式中：D为2个主开关管的工作占空比；TS为其工作周期；k=(nD2TSVo)/(2L)；α=Vm/nVo。

(3)

由式(3)可以得到半个工频周期内输入电流和输入电压随时间变化曲线如图7所示，输入电流在半个工频周期内的变化近似为正弦波，且相位与输入电压相位一致，因此电路可以实现高功率因数。

图7 输入电压与输入电流波形Fig.7 Waveforms of the input voltage and input current

2.2 纹波控制策略

2.2.1 辅助储能电容大小与电压纹波的关系

假设驱动电源的功率因数及效率均为1，则瞬时输入功率为

pin(t)=VmImsin2(ωt)=

Po-Pocos(2ωt)。

(4)

式中：Vm、Im为输入电压和电流幅值；Po为输出功率；ω为输入电压角频率。

由于LED负载输出功率是恒定的，因此辅助储能电容上存储的功率为

pC1(t)=-Pocos(2ωt)。

(5)

图2所示，在[T/8,3T/8]时间内，瞬时交流输入功率高于直流输出功率，将多余的能量存储在辅助储能电容中，则有

(6)

根据电容的储能特性，储存在辅助储能电容C1中的能量大小也可表示为

C1VC1ΔVC1。

(7)

结合式(6)和式(7)，得到辅助储能电容的容值大小和功率的关系为

(8)

2.2.2 低频纹波控制策略

基于上述分析，为了去除电解电容，需要对输出电流的低频纹波进行抑制。提出利用辅助功率平衡电路平衡输入瞬时功率与输出功率的差值，从而抑制输出低频电流纹波的产生。下面分两种情况进行分析。

1)pin>Po，辅助储能电容能量的存储过程。

在[T/8,3T/8]阶段，通过控制主开关管S1和S2的死区时间Δt1=t3-t2，将多余的能量暂存到辅助储能电容C1中，从而削平输出电流的低频纹波。由1.2.1分析可知，一个开关周期中负载电流大小io可表示为

(9)

式中电感L1在t3时刻电流为

可以得到一个开关周期内负载电流的大小io和死区时间Δt1的关系式为

(10)

则可得S1和S2的死区占空比为

(11)

当输出电流io为恒定值时，死区占空比d(t)随时间t变化的关系曲线如图8(a)所示，为近似于正弦波的曲线。

图8 死区占空比随时间变化曲线Fig.8 Curve of the dead zone duty cycle with time

因此，为使变换器实现恒流输出，只要主电路开关管S1、S2的工作占空比D按下式规律变化，即

D=0.5-K1a[N]。

(12)

式中：a[N]为如图8(b)所示的幅值为1的标准正弦变化数组；K1为主开关管S1、S2的死区占空比系数。则当N从0到100逐渐递增时，主开关S1、S2的死区占空比即可近似按图8(a)的规律变化。根据输出电流纹波的大小，通过调节K1值改变开关管S1、S2的死区时间，以调节存入辅助储能电容C1中的能量大小，从而抑制了输出电流io的低频纹波。

2)pin

在[3T/8,5T/8]阶段，主开关管S1和S2以0.5的固定占空比交错导通，通过控制辅助开关管S3的导通时间Δt2=t3-t2，将存储在辅助储能电容中的能量向负载释放，补偿了pin

(13)

t3时刻电感L1和t5时刻电感L2的电流分别为：

(14)

(15)

可以得到负载电流io与辅助开关管S3导通时间Δt2的关系式为

(16)

由式(16)可得开关管S3的导通占空比为

(17)

由式(17)可知，当输出电流io为恒定值时，辅助开关管S3的占空比k(t)随时间t变化的关系曲线如图9(a)所示，k(t)为一近似于三角波的曲线。为使变换器实现恒流输出，通过设定辅助开关管S3的工作占空比D3，使之按下式的规律变化，即

D3=K2b[N]。

(18)

式中：K2为辅助开关管S3占空比系数；b[N]为如图9(b)所示幅值为1的标准三角波函数变换数组。

则当自然数N从0到100逐渐递增时，辅助开关管S3占空比即可按照图9(a)规律变化，从而通过调节占空比系数K2值，填平了输出电流io的低频纹波。

图9 开关管S3的占空比随时间变化的关系曲线Fig.9 Relationship between duty cycle of S3 and time

辅助开关管S3的占空比系数K2是通过控制辅助储能电容电压的平均值得到。具体控制原理如图10所示。通过采样电容C1电压的平均值VC1_f，与给定的参考信号VC1_ref比较，经PI调节，得到辅助开关管S3占空比系数K2；当检测到pin

图10 功率平衡控制原理图Fig.10 Schematic diagram of power balance control

3 关键参数设计

3.1 电感设计

由于电路结构具有对称性，分析时以电感L1为例，设电感量均为L。为使变换器能够实现功率因数校正功能，由2.1节分析可知，电感设计时，应保证交错并联Boost电路电感电流始终工作在断续模式。因此当pin>Po时，应满足

(19)

结合式(9)和式(14)，可得电感L1、L2的电感值必须满足以下条件：

(20)

同理，当pin

(21)

为保证在全范围内电感电流工作在断续模式，电感L1、L2取式(20)和式(21)计算结果的较小值。

3.2 辅助储能电容设计

辅助储能电容用来平衡瞬时交流输入功率与直流输出功率的差值，其电压瞬时值的表达式为

(22)

由式(22)可知，辅助储能电容C1的电压最小值为

(23)

其电压平均值为

(24)

在满载情况下结合式(8)计算电容C1的容值。此外，辅助储能电容容值的大小必需兼顾开关管的电压应力，同时还要满足式(1)的关系式。

假设电容电压的最大值VC1_max不超过330 V，则令VC1_max=330 V。根据式(23)和式(24)可以得到辅助储能电容电压最小值VC1_min、平均值VC1和辅助储能电容C1的关系曲线，如图11所示。根据关系曲线，最终选择辅助储能电容C1为6.6 μF。当VC1_max=330 V时，可得VC1=297.6 V，VC1_min=265.1 V，该最小电压可保证辅助储能电容电压与整流电路输出电压之和始终大于反射电压nVo。

图11 辅助储能电容电压平均值、最小值和C1的关系曲线Fig.11 Relationship between the average and minimum voltage of auxiliary energy storage capacitor and C1

4 实验验证

为验证所提出的单级无电解电容LED驱动电路的可行性，搭建了一台40 W的LED驱动电路实验样机，实验样机如图12所示。实验参数如下：输入电压范围85～130 V，输出功率Po=40 W，输出电流Io=600 mA，滤波电容Co=6.6 μF，辅助储能电容C1=6.6 μF，电感L1=L2=900 μH，开关管S1和S2型号为65F6310,开关管S3采用FQPF10N60C，二极管D2、D3、D4及D6～D9型号均为FR207。实验结果如下。

图12 单级无电解电容LED驱动电路实验样机Fig.12 Experimental prototype of the proposed LED driver

图13为辅助储能电容电压vC1、整流电路输出电压|vin|、输出电流io和开关管S3驱动电压波形。可以看出，当输出滤波电容为Co=6.6 μF，输出电流近似为一平直直线，因此可以用薄膜电容替代电解电容，验证了所提拓扑的可行性。

图13 无电解电容LED驱动电路主要实验波形图Fig.13 Main experimental waveforms of the proposed circuit

图14为pin>Po时电路主要工作波形，图15为pinPo时多余的能量，放电过程补偿了pin

图14 pin>Po时主要工作波形Fig.14 Key experimental waveforms when pin>Po

图15 pin

表1为输出滤波电容Co=6.6 μF时，不同死区占空比系数K1下的实验结果。可以看出，占空比系数K1变化时辅助储能电容电压平均值VC1基本保持不变，K1越大，辅助储能电容电压脉动ΔVC1越大，输出电流低频纹波ΔIo越小，低频纹波抑制效果越好，但电路的功率因数降低。因此K1的选取需要综合考虑输出电流低频纹波大小和电路功率因数的要求，与理论分析相符。

表1 不同死区占空比系数K1的电路测试结果

为了进一步验证低频纹波的抑制效果，测试了死区占空比系数K1为0.06时不同输出滤波电容下的输出电流波形，如图16所示。可以看出，当输出滤波电容Co=6.6 μF时，输出电流低频纹波为83.3%；当Co=330 μF时，输出电流的低频纹波仍有33.3%，可见如果死区占空比系数K1取值太小，低频纹波抑制效果较差，电路不能实现无电解电容。

图16 不同输出滤波电容Co的实验波形图Fig.16 Experimental waveforms of different output filter capacitor Co

图17为变换器效率、功率因数随输入电压的变化曲线，从图17可知，输入电压在85 V至130 V变化范围内，功率因数均大于0.95，效率高于81%。

图17 变换器效率、功率因数随输入电压的变化曲线Fig.17 Variation curves of converter efficiency and power factor with different input voltages

5 结 论

本文提出了一种隔离型交错并联无电解电容LED驱动电源，通过稳定辅助储能电容电压实现了输入输出功率的平衡，从而抑制了输出电流的低频纹波，并可通过调节辅助储能电容上的电压纹波进一步减小辅助储能电容的容值。实验结果表明，所提出电路方案在输出滤波电容为6.6 μF时，输出电流纹波可以降至16.7%，功率因数PF>0.95，因此可以用薄膜电容取代，从而实现了无电解电容化。本电路拓扑采用了交错并联结构，可以有效降低输入电流高频纹波和开关器件的电流应力；仅有少量脉动功率经过辅助功率平衡电路进行二次变换，提高了转换效率；辅助储能电容吸收了变压器漏感引起的电压尖峰，开关管电压应力低。