应用于近场测量的超宽带有源磁场探头设计

陈志坚 王雨晨 黄鹏程 邵伟恒 叶长青 方文啸 黄云

(1.华南理工大学 电子与信息学院，广东 广州 510640；2.工业和信息化部电子第五研究所 电子元器件可靠性物理及其应用技术重点实验室，广东 广州 510610)

电子设备产生的电磁干扰(EMI)问题已经被世界卫生组织确认成为继水质污染、大气污染和噪声污染之后的第四大污染。随着电子设备的泛用化，各种类型芯片的引脚、高频信号线等都有可能成为干扰源而影响其他或者自身设备的正常工作。EMI是提高电路通信速率的主要障碍之一[1]。随着5G时代的到来，高频段在相同时间内传输的信息更多，通信系统整体频段呈现上升趋势，对电磁兼容提出了更高的要求。电子设备和系统朝着高速、高频以及复杂性上升的方向发展，提升了对高频和高空间分辨率磁场探头的需求[2- 3]。

磁场探头是实现对电子设备近场测量的关键组成部分之一，于1999年被应用于近场扫描系统，实现了对被测物体的电磁辐射干扰诊断[4]。通过优化探头结构和阻抗匹配设计得到的高空间分辨率磁场探头可以满足对于复杂芯片级电路近场探测的需求[5]，但随之而来的是传输增益S21的下降[6]。有效缓解探测效率下降的方法之一是采用外置有源电路对S21的下降进行补偿，最典型的例子是采用有源放大器[7- 11]。但在电路设计中，超宽带、极高增益的有源放大器难以实现，因此这类有源探头的探测频率主要集中在低频段[12- 18]，难以满足高频段探测的需求。本研究针对高分辨率的磁场探头传输增益S21下降的问题，采用超宽带、高增益的有源放大器芯片与高分辨率的探头组合的方法，为高频段电磁场探测提供了很好的解决方案。

超宽带应用场景的有源探头尚且处于起步阶段，针对这一问题，本研究从采用更高带宽的有源放大器保证传输增益、更小的探测结构保证空间分辨率、更对称的探头结构保证差分电场抑制能力三个维度，对传统探头进行了改进；然后通过一系列针对性的近场测量对探头设计的正确性进行验证；最后通过对测量结果的分析，对超宽带有源磁场探头和无源探头进行了对比研究。

1 有源磁场探头的设计

1.1 探头整体设计

有源磁场探头实物图如图1所示，其原理框图如图2所示。探头整体大小为60 mm×35 mm，其中探头部分及传输结构大小为18.6 mm×4.6 mm。

图1 有源超宽带磁场探头PCB板实物图

图2 有源超宽带磁场探头原理框图

有源磁场探头可以分为探头、传输结构和有源放大电路模块3部分。探头部分使用的是传统的屏蔽环路探测结构[19]，由两层屏蔽接地板与一层内导体组成，内导体为环状结构，从而感应外界磁场。传输部分利用背面金属支撑共面波导(CB-CPW)的同轴通孔阵列和通孔栅实现阻抗匹配，整个传输结构(包括带状线结构、CB-CPW线和同轴通孔)的特性阻抗设计为50 Ω。

有源放大电路模块由电源管理芯片与DC-15 GHz放大器芯片组成，目的是提高超宽带类型探头的传输增益。在放大器芯片的输入端采用交流耦合，其输出端同时也是它的偏置电压端口，需要添加偏置器(Bias-Tee)，Bias-Tee由隔直电容与高频电感组成，其中电容隔离直流、防止偏置电压影响后续测量工作，而高频电感对放大器输出信号的交流部分进行隔离，防止其影响电源管理芯片。

探头整体PCB板采用4层结构，如图3所示。中间层1和底层为屏蔽接地层，用于屏蔽外界干扰，避免信号间的交叉干扰；顶层为有源放大模块与输出端传输结构的布线层，在高频信号线的两端，以0.508 mm的间距设置接地孔，以减少信号在传输过程中的损耗，并对放大器以及传输部分整体进行铺铜屏蔽；中间层2绘制了探头部分的环路结构，层内导体与两个屏蔽接地层形成了带状线结构。探头环路通孔通过同轴通孔阵列与顶层的放大器输入端相连接，同轴通孔技术确保了信号过孔处阻抗匹配的连续性；有源部分的输出信号线与CB-CPW相连，再连接到小A型(SMA)端口；在输入端，通过控制带状线的长度，实现了放大器芯片输入端口的50 Ω匹配；在输出端，基于CB-CPW的同轴通孔过孔阵列和通孔栅实现阻抗匹配。

图3 有源探头每层的2D视图

有源探头的工作原理是：由磁场探头感应被测物体的磁场信号，并将其转化为电信号；传输部分对电信号进行传输，输入放大器芯片；放大器芯片对电信号进行放大(因放大器芯片需要稳定的电压电流为其供电，才能对电信号进行放大，因此采用一个电源管理芯片为其供电)。经过放大器后，被放大的电信号通过Bias-Tee与SMA接口传输至网络分析仪(VNA)来检测信号。

1.2 有源放大模块设计

有源芯片的主要功能是为探头输出的电信号提供增益。有源部分的加入，在增大超宽带类型探头传输增益的同时，也会带来噪声干扰等问题。因此放大器芯片在选型方面十分谨慎，本研究选取的是亚德诺半导体技术(ADI)有限公司生产的HMC659LC5芯片，可以在-40 ℃到85 ℃的环境下正常工作，达到军用、航天级别标准。

HMC659LC5是一个基于GaAs-MMIC-pHEM工艺的分布式放大器芯片，工作频段在DC-15 GHz之间。放大器在工作频段内提供18 dB增益，1 dB压缩输出功率为0.56 W，整体噪声系数约4 dB。放大器的工作电压为8 V，工作电流为350 mA左右。

放大器HMC659LC5芯片为分布式结构，采用了多个基本单元并联，如图4所示，图4中基本单元为共源极结构。选用分布式放大器是实现宽带放大器的常用方案，结构本身具有宽带特性，技术手段成熟[20- 22]。由于MOS管本身具有寄生电容，这抑制了传统结构放大器的带宽增益积，主要体现在随着工作频率的升高，放大器的增益随之衰减。分布式放大器的基本原理是通过采用传输线结构，将基本单元内的MOS管寄生电容与微带线上的电感组成传输网络，进而实现高带宽、低增益衰减的特性[23]。通过这一电路结构，HMC659LC5实现了DC-15 GHz的宽带放大。

图4 分布式放大器结构

图5展示了HMC659LC5芯片的基本单元结构，其中场效应管M1将输入的RFin电压转变成为与之相关的电流信号，转化后的电流信号作为共栅场效应管M2的输入信号。在基本单元的小信号等效模型中，不难发现可以将其等效为带有源极负反馈的共源级放大器结构，并依此得出共源共栅结构的输出阻抗如下[24]：

图5 分布式放大器的基本单元及其小信号模型

R0=Rds,2+(1+gm,2Rds,2)Rds,1

(1)

式中，R0是共源共栅结构的输出阻抗，Rds,2是场效应管M2的源漏级等效电阻，Rds,1是场效应管M1的源漏级等效电阻，gm,2是场效应管M2的跨导。

由(1)式可见，输出阻抗相对于普通的共源极基本单元扩大了约gm,2Rds,2倍。输出阻抗的增大，一方面可以明显提升低频段的增益，另一方面具有恒流作用。在输出阻抗倍增的基础上，由共源结构特性可以推断共源共栅结构的低频增益也倍增:

Av≈-gm,1gm,2Rds,2Rds,1

(2)

式中，Av是共源共栅结构的低频增益，gm,1是场效应管M1的跨导。

经过分析，相较于使用单个共源级作为基本单元的情况，基本单元采用共栅共源结构可以显著提高单个单元输出阻抗和增益；这是因为，一方面共栅部分的电路抑制了共源结构的栅漏寄生电容，另一方面共源共栅结构减小密勒效应所带来的影响。

1.3 有源电源模块设计

探头采用ADI有限公司的HMC920LP5E芯片来作为探头的电源管理芯片，其输出电压为12 V，并可产生8 V漏极电压为放大器提供偏置，满足放大器350 mA的供电需求，有源探头的有源放大模块示意图如图6所示。本研究通过改变HMC920LP5E各端口的电阻阻值以及连接方式，来为放大器芯片提供了完整的偏置电压解决方案。

图6 有源探头的有源放大模块示意图

在给放大器漏极供电方面，通过调节电源管理芯片外接电阻，可改变其LDOCC端口输出电压大小，进而实现输出8 V的漏极电压。通过外接合适的偏置电阻对漏极电压进行分压，可以产生Vgg2端口所需要的3 V电压。

而放大器的Vgg1端口所需要的负电压可以直接由电源管理芯片的Vgate端口提供，为-1.8 V。

2 无源磁场探头的设计

为了与有源探头作性能上的对比，本研究设计了与有源芯片同规格尺寸的无源探头，如图7所示。

图7 无源探头的2D视图

在本次设计的无源探头中，内部导体环状结构面积为0.6 mm×0.2 mm，为了满足较高的空间分辨率，本次设计采用了较小面积，从而满足更丰富的应用场景。

根据法拉第电磁感应定律，如果将磁场探头放置于被测物体上方，那么探头上产生的电压与环路的匝数、探头环路在单位时间内的电磁场量变化量有着密不可分的关系：

(3)

式中，V是探头感应产生的电动势，dφ是磁通量变化量，dt是发生变化所用时间。

由式(3)可得，如果直接加大环路面积(增加通过的磁通量)或者增加环路的匝数，可提高探头上感应的电压，增加传输增益、减少信号的损耗。但在高频应用场景下该方法并不适用，因为在高频应用场景下该方法会导致探头的寄生电感与寄生电容增加，进而导致探头的工作频率下降。一般来说，在测量低频信号时，通常采用较多匝数以达到较高的传输增益；而在测量高频信号时，通常使用少匝数、牺牲传输增益来达到更宽的测量范围。为了实现较宽的频率测量范围，文中探头采用了单环设计，并且尽量使用短的环走线，减小其与接地板之间的重叠面积，尽可能减小寄生电容与寄生电感。在探头的传输部分，在CB-CPW线的两端打上了联通中间层1与底层接地板的通孔，避免屏蔽结构带来的谐振。在此基础上，增加了接地过孔的数量，从而增加探头传输部分频率响应的平滑度[25]。其中带状线结构、一条CB-CPW线和一个SMA转接头组成的传输结构特质阻抗设计均为50 Ω，从而实现阻抗匹配。探头的介电基板由低损耗的Rogers(RO4350B)制成，在10 GHz下，其介电常数为3.48，损耗因子为0.003 7。

基于文献[17]，将式(3)进行进一步计算化简，可以得到磁场探头感应电压为

Vm=-jωμHScosθ

(4)

式中，Vm是磁场探头感应电压，H是探头所在的磁场强度，ω为电磁场的频率，S为磁场探头内导体环状结构的面积，μ为介质的有效磁导率，θ是磁场探头与微带线之间的夹角。

不难看出，在测试磁场的过程中需要保证θ为0°(如图8(a))，以确保得到的Vm为最大值点。在多数不能保证θ为0°的情况下，磁场探头感应电压Vm不仅与磁场有关，也与电场耦合Ie有关，Ie通常与jωCeUd成正比，其中Ce为电场耦合常数，Ud为射频电场强度。在θ为90°(如图8(b))时，磁场探头的感应量仅由射频电场产生，其值为

图8 探头在测量不同环境时的工作原理示意图

Vm=Ie=-jωCeUd

(5)

在这样的情况下，探头的输出电压完全由电场耦合强度Ie决定[18]。

由以上分析可得，当测试磁场时，在探头位于微带线正上方基础上，保持磁场探头与微带线之间的夹角为0°即可；而在测试电场时，将探头放置于微带线上方，需要保持磁场探头与微带线之间的夹角为90°。这一结论为后续测试工作提供了理论基础。

3 仿真与测试

3.1 探头的仿真

为了实现探头的电磁场仿真，采用HFSS搭建了探头模型，如图9所示。将无源探头的电磁仿真结果S3P文件与放大器芯片的S2P模型文件导入ADS内进行联合仿真，得到频率响应仿真结果如图10所示。

图9 无源探头的HFSS模型与有源探头电路图

由图10可见，有源探头仿真的S21结果比无源探头整体高出了16.9～19.3 dB，二者波形一致，说明放大器的带内增益平坦度良好。在3～15 GHz，无源探头的传输增益在-40 dB到-30 dB内波动，有源头则在-20 dB到-13.7 dB内波动。不同频率下微带线和探头之间的反射不同是引起S21波动的主要原因[21]。

图10 有源探头和无源探头仿真的S21结果

3.2 探头的测量

从探头的频率响应、空间分辨率、校准系数以及差分电场抑制4个方面对有源探头测试结果与无源探头进行对比。

3.2.1 频率响应

对于单个无源探头来说，随着工作频率的变化，其S21带内波动较小。但是对于有源探头而言，由于有源芯片部分提供的增益会随着频率有较大幅度改变，致使有源探头的S21随着频率变化较大，也导致了很难实现超宽带的有源探头。

频率响应的测量系统如图11所示。微带线的一端与50 Ω的负载相匹配，另一端接到VNA的1端口进行分析，网络分析仪的2端口与探头的输出端相连，将1端口设置为发射端、2端口设置为接收端，即可测试出频率响应S21的参数。探头放置在微带线中心上方500 μm处，探头与微带线的夹角θ为0°，使用12 V的直流电压为其供电。探头的输出端通过SMA头连接到VNA。微带线的走线宽度W=1.55 mm，微带线的介质为RO4350B，厚度h=0.762 mm。将测量频带设置为DC至15 GHz，扫频点数为1 500，也就是以10 MHz为步进。

图11 有源探头特性的测量系统

图12为有源探头与无源探头的测试结果对比。从测试结果可以得到，通过加入有源芯片，探头的传输增益在1～15 GHz频段上升了约15 dB，而且在高频段没有表现出衰减现象。与仿真结果对比，有源探头带来的传输增益上升略小，S21曲线略低于仿真数据3 dB，这是由于探头本身在测试时，对微带线附近的场分布会有影响。放大器芯片的增益在模型和芯片之间也会有一定的偏差。测试与仿真的S21曲线变化趋势是一致的，误差在可接受范围内。

图12 有源探头和无源探头测试的频率响应

3.2.2 空间分辨率

空间分辨率是磁场探头的重要技术指标之一，它决定了探测器对干扰源的定位能力。随着探头的移动，输出信号从峰值点逐渐下降，当下降6 dB时探头移动的空间距离被定义为探头的空间分辨率[26]。

空间分辨率的测量设置与图11相同。将微带线的中心定义为坐标原点X=Y=0。通过机械臂，让探头沿y方向以50 μm的间隔从-4 500 μm处移动到4 500 μm处，保证探头一直位于微带线中心上方500 μm处，记录不同频率下的探头响应并绘图。无源探头的空间分辨率测试结果与有源探头的空间分辨率测试结果如图13、图14所示。

图13 无源探头的空间分辨率

图14 有源探头的空间分辨率

由图14可见，有源探头在各个频段的空间分辨率均匀分布在850～1 000 μm之间，整体呈现频段越高、分辨率越高的变化趋势。对有源探头在各个频段的空间分辨率取平均数，整体分辨率为900 μm，说明探头对复杂电磁辐射中的干扰具有很高的分辨率。并且，有源部分的加入没有对无源探头部分带来很大影响，在提高了探头整体S21性能的同时，并没有让系统整体的空间分辨率下降。900 μm的空间分辨率可以让探头胜任大部分场景的近场测量应用，实现对干扰源所在位置的高精度测量。

3.2.3 校准系数

在校准系数的测量过程中，为了保证信号有效地传输，微带线的特性阻抗设计为50 Ω。微带线表面与探头底边之间的距离保持在792 μm，而微带线表面到环孔中心的高度为800 μm。

校准系数的定义[18，27]为

(6)

式中，H为探头本身感受到的磁场强度,V2为探头上的电磁感应电压幅值。

通常，CF值越小，探头将磁场转换为电信号的能力越强。

在测试过程中，确定微带线的负载为50 Ω，探头与微带线之间夹角为0°的条件下：

(7)

式中，V1为微带线上的电压幅值,d为微带线表面到探头环孔中心的距离，h为微带线的厚度。

在两个端口都保证50 Ω匹配负载的情况下，将探头的频率响应V2与微带线上的电压值V1相比，得到S21：

(8)

将式(7)和式(8)带入到式(6)，得：

(9)

在式(9)中，带入数据，得到CF公式如下：

CF=8.309 58-|S21|

(10)

在h=792 μm、d=800 μm的情况下，无源探头及有源探头的频率响应和校准系数如图15所示。由于环形孔径大小相等、圈数相同，有源和无源磁场探头的频率响应的波动轨迹相差不大，在较高频段略有不同，这是探头的制造差异造成的。有源部分的加入，对探头输出的电磁感应电压进行了放大，V2值相较无源探头会更大，因此有源探头的校准系数相较无源探头会小15.6 dB·(A/m)/V。

图15 有源和无源探头的校准系数及其频率响应

3.2.4 差分电场抑制能力

在近场测量中，电场耦合是导致测量结果出现误差的重要原因之一。基于前文的分析可得，当磁场探头与微带线夹角为0°时，测量的是微带线所带来的磁场感应；磁场探头与微带线夹角为90°时，可以测量电场耦合；二者测试结果相除，即是探头的差分电场抑制能力ηd[28]。ηd=H/E，其值越高，代表磁场探头的差分电场抑制能力越好，磁场探头对于非测试电场的抑制作用越明显。

测试中选取了5 GHz和15 GHz两个频率点，较全面地测试了有源探头与无源探头在高低两个频率下的差分电场抑制能力，测试结果如图16所示。

图16 不同频率下有源探头与无源探头的差分电场抑制能力

由图16可见，在5 GHz的情况下，无源探头的ηd=H/E为14.96 dB，而有源探头为15.7 dB，有源探头的性能略好于无源探头。当探头从微带线上方中央位置离开时，磁场的耦合分量减小并出现了两个极小值点。而电场情况与磁场相反，其出现了S21上的两个极大值点。

对比5 GHz与15 GHz的探头差分电场抑制能力曲线图发现，有源探头在15 GHz时ηd=H/E=10.6 dB，相对5 GHz下降了5.1 dB；而无源探头在15 GHz时ηd=H/E=8.1 dB，相对5 GHz下降了6.86 dB。有此可见，随着频率上升，有源部分的加入提高了探头的差分电场抑制能力，使其更适合高频段的应用场景。

3 总结

文中设计了一款小型、高带宽、非接触式的有源磁场探头，用于解决高频段电磁场探测的问题；并通过仿真和测试实验对有源探头和无源探头进行了对比研究，得出以下主要结论：

(1)文中设计的有源探头的S21可以达到-20 dB，空间分辨率达到900 μm，其工作频段高达15 GHz；

(2)有源探头的差分电场抑制能力略好于无源探头，工作频率由5 GHz升高至15 GHz时，有源探头的差分电场抑制能力下降幅值较无源探头少1.76 dB。

(3)通过对磁场探头的结构优化，加入有源放大器，整体系统的传输增益得到了提高，并且克服了当前有源探头应用频段低、工作频段有限的缺点，满足通信系统呈现整体频段上升的需求。