大功率储能变流器功率模组DC-link 电容器的试验研究

杨轶成，丁明进，孙 婷，霍利杰，胡 炫

（国电南京自动化股份有限公司,南京 210003）

在化石能源枯竭和环境保护的双重压力下，我国能源产业结构亟待转型，可再生能源发电所占比例不断提高[1]。光伏发电和风力发电固有的间歇性和波动性，使大功率电化学储能成为有效利用可再生清洁能源必不可少的关键技术，而大功率能量转换系统是电化学储能系统的核心之一[2]。

与小功率变流器一体化结构设计不同，鉴于散热运维等考虑，大功率储能变流器功率桥臂主要采用模块化模组结构设计。桥臂模组是变流器的重要组成部分，模组设计可靠性直接决定变流器的性能[3]，而模组中设计选取的DC-link 电容直接决定装置的整体寿命。已有很多文献从电容容量和纹波电流等方面对其进行了研究[4-8]，但都是针对单个模组或系统，没有考虑大功率变流器采用模组设计时模组间连接铜排的杂散参数对模组内直流电容纹波的影响，因此对于大功率模组设计产品具有一定的局限性。文献[3]在考虑功率模组间杂散参数对直流电容纹波电流的影响后，提出了一种分析电容纹波的简化方法，为直流电容的选型提供了更全面的依据。

本文从满足最恶劣运行工况下电容纹波电流和满足动态响应的电容容值这两方面，对三相大功率储能变流器功率模组中的DC-link 电容进行了计算设计。并在简化模型下分析了功率模组间连接铜排寄生电感对电容纹波电流的放大效应。针对装置寄生参数模型的复杂性，采取实验验证的方式对其设计模组进行了整机测试验证，并针对测试过程中由于寄生参数导致的DC-link 电容纹波电流放大问题进行了优化设计。在不过多增加硬件成本的基础上，通过优化设计可以很好地抑制纹波电流放大现象，可为实际工程设计测试验证提供一定的参考。

1 电容纹波电流计算

电容纹波电流指流过DC-link 电容总电流的有效值。电容的最大允许纹波电流受环境温度、通风情况、电容ESR 及纹波电流频率等因素的影响。纹波电流导致电容发热是影响电容寿命的1 个重要因素。

文献[6]利用三相变流器PWM 开关矢量推导出DC-link 电容纹波电流有效值Irip的表达式为

式中：Iorms为三相并网变流器交流输出电流有效值；cos θ 为并网功率因数；M 为调制比。

由式（1）可以看出，DC-link 电容纹波电流大小与变流器运行工况的并网电流、功率因数及调制比相关。为便于更直观地分析各影响因数对电容波纹电流的影响，绘制电容纹波电流同并网电流的比值与M、cos θ 的三维视图，如图1 所示。

从图1 可自动获取当功率因数为1 或-1，调制比M=0.61 时，电容上的纹波电流最大，Iorms取额定输出允许1.1 倍长时间过载运行电流值，根据样机参数，Iorms取912 A，则最大纹波电流Irip=0.649 7Iorms=0.649 7×912 ≈593 A。

图1 三相变流器DC-link 电容纹波电流与调制比M、功率因数cos θ 之间的关系Fig.1 Relationship among DC-link capacitor ripple current of three-phase converter,modulation ratio M,and power factor cos θ

为了便于产品的批量生产及后续运维，大功率储能变流器的功率主回路通常采用桥臂模组设计思路，即每相设计为1 个模组，DC-link 电容均分到各个桥臂模组，因此理论上单个模组中电容的纹波电流为总纹波电流Irip的1/3 约198 A。同时，为了抑制功率器件大电流关断时的电压尖峰，模组中直流电容与功率器件正负极的连接通常采用叠层母排的结构设计，以保证回路寄生电感最小。而3 个桥臂模组之间的正负母线通过铜排连接，这样各个模组中的电容与连接铜排回路中的电感之间就会构成LC 谐振回路，使得电容纹波电流放大，工作异常。忽略模组内部叠排寄生电感，只考虑模组间连接铜排的寄生电感后，由3 个模组组合成的三相逆变器等效电路如图2 所示。

图2 考虑模组间寄生参数三相变流器等效电路Fig.2 Equivalent circuit of three-phase converter considering parasitic parameters between modules

将PWM 变流器的桥臂输入等效为一个谐波电压源，假设ABC 三相功率模组等间距并列排布，3组电容C1、C2和C3完全一致，以A 相的谐波电压源作用为例进行等效分析，假设回路寄生电感只与导体长度成正比，则有L11=L12=L，L13=2L。同时，由于回路中电阻很小，且有寄生电阻会对回路起到一定的阻尼作用，此处忽略电阻的影响。按照上述假设简化的等效电路如图3 所示。

图3 A 相谐波电压作用下直流回路简化等效电路Fig.3 Simplified equivalent circuit of DC loop under the action of phase-A harmonic voltage

则根据图3 可知，iC1支路只有电容元件不存在谐波放大问题，电容电流iC2、iC3对A 相谐波电压源的传递函数为

铜排连接回路的寄生电感与具体结构及模组排布有关，此处L 从20 nH～140 nH 取几组不同的典型值，绘制GC2（s）和GC3（s）的波特图，进行定性分析，如图4 所示。

图4 模组间连接母排取不同的杂散电感参数下GC2（s）和GC3（s）的波特图Fig.4 Bode plots of GC2（s）and GC3（s）under different stray inductance parameters for connecting busbars between modules

可以看出，由于寄生电感的存在，B、C 相模组电容纹波电流在特定频段会谐振放大，且随着寄生电感值的变大，谐振频率变小，使谐振点落在由于变流器PWM 开关频率产生的谐波电压范围内，从而导致电容纹波电流放大。其直流侧实际回路的等效模型远比上述复杂，因此此处只是对潜在的问题进行了定性分析，后面主要通过实验手段在样机上测试进行量化校正。

2 电容容值计算

直流电压波动大小与电容容值直接相关，考虑负载阶跃变化，在变流器负载突变时，电压环调节时间t 内，其能量需要由直流DC-link 电容来提供或缓存。为满足电压环动态响应的需求，假设负载突变50%时，电压外环调节器的调节时间t 内，中间直流端电压最大波动不高于稳态工作ε 倍，则有

显然，四极透镜的横向场强与坐标成线性关系，图3(a)为电四极透镜内沿x方向的电场在x轴上的分布，满足良好的线性关系.图3(b)为距离z轴10 mm处的x与y方向的电场分布，其中绿色矩形框部分为电四极透镜区域，可见x方向的电场为负，y方向的电场为正，即电子束在x方向受到聚焦场作用，在y方向受到发散场作用，体现了电四极透镜的线聚焦特性.

式中：Pn为变流器额定输出功率；t 为电压环调节器的调节时间，取t=1 ms。根据样机参数额定功率500 kW，Udc最低取550 V，ε=10%，代入式（3）计算得CDC_Link≥8.7 mF。

伴随薄膜电容的规模化应用，成本不断降低，为保证储能变流器的设计寿命，新设计开发时，薄膜电容替代电解电容已成为变流器DC-link 电容的设计首选。同时，根据各个供应商的产品线并综合考虑其成本，选择通用的420 μF/1100 V 双芯包大电流薄膜电容作为直流支撑电容。薄膜电容容值误差一般在5%～10%，则有电容并联个数向上取整得。

同时，为保证每个模组电容数量一致，则选用24 只，即每个模组装8 只。查询各个厂家此款型号电容在环境温度60 ℃时允许电流约58 A，则单个模组最大允许纹波电流为464 A，大于理论计算出的理想情况的纹波电流值218 A，但仍需要通过实验验证回路寄生电感对电容纹波电流放大的影响，确保满足设计要求。

3 实验验证

为验证以上选型设计的DC-link 电容能够满足实际整机使用中的最大允许纹波电流要求，在整机上进行测试验证。储能变流器实验样机参数为：额定功率500 kW；额定并网电压360 V；1.1 倍过载额定并网电流912 A；开关频率3 150 Hz；桥臂模组IGBT 采用2 只英飞凌公司的FF1400R12IP4 并联；DC-link 电容采用8 只标称420 μF/1 100 V/58 A 薄膜电容并联。

以测试A 相模组为例，其余两相测试方法类似。由于模组内部IGBT 与DC-link 电容的连接采用的是叠层母排结构，且由8 只电容并联，不便于直接测量电容的纹波电流，故采取间接测量方式，即采用3 个柔性罗氏线圈电流探头同时测量2 只并联IGBT 正极流入电流iIGBT1、iIGBT2及模组的正极排进线电流iin，测试点示意如图5 所示。为了便于后续对实验数据的分析处理，采用DL850 录波仪对各测点电流连续记录。由于均采用柔性罗氏线圈电流探头测量，因此测量过程中已自动滤除各部分电流中的直流成分，则模组电容上的总纹波电流为

图5 模组电容纹波电流测试点示意Fig.5 Schematic of module capacitor ripple current test points

3.1 三相模组正负极采用铜排连接

各相模组内部采用叠层母排连接，模组间通过铜排连接，如图6 所示，采用数字电桥TH2826 测得外部连接铜排最长环路的寄生电感约为260 nH。

图6 模组正负极采用铜排连接方式Fig.6 Positive and negative poles of modules connected by copper bars

变流器并网，桥臂输出并网电流逐渐增加到825 A 左右。按照图5 所示的测试点测量各点电流，并将录波数据导入Matlab，在Simulink 中，根据式（4）计算出单模组DC-link 电容总的纹波电流实时波形，通过真有效值模块测量出其纹波电流真有效值，如图7 所示。

图7 模组外正负极采用铜排连接方式下各测点电流Fig.7 Current at each test point when the external positive and negative poles of modules are connected by copper bars

图8 模组间采用铜排连接电容纹波电流分布Fig.8 Distribution of capacitor ripple current when modules are connected by copper bars

3.2 三相模组正负极采用叠排连接

针对上述实验测试结果存在的问题，制定了更改方案。在样机上三相模组外部正负极由铜排连接改为叠排连接方式，减小模组间连接铜排的寄生电感，如图9 所示。采用数字电桥TH2826 测得整改后外部叠层母排最长环路的寄生电感由优化前的约260 nH 减小到优化后的约16 nH。

图9 模组正负极采用叠排连接方式Fig.9 Positive and negative poles of modules connected in a stack

对变流器并网电流逐渐加载到约824 A，按照图5 所示的测试点采取同样的方式测量各点电流，并将录波数据导入Matlab 分析处理，其结果如图10 所示。同时，对电容纹波电流进行FFT 分析，如图11 所示，可以看出相比图8 的原方案，其各次谐波电流都得到了明显抑制。

通过计算，此时单个模组上电容总的纹波电流真有效值约为305 A，同样归算到装置1.1 倍额定电流输出条件得到此时电容的纹波电流有效值约为336 A。由于模组8 只并联的薄膜电容采用的是叠层母排连接，可认为并联电容均流，则可得每个电容上的电流约为42 A，小于所选双芯包薄膜电容额定允许的纹波电流58 A。

由以上2 组对比实验可见，模组铜排连接方式更改后，DC-link 电容上的纹波电流较更改之前有大幅度降低，但由于回路中仍存在一定的寄生参数，导致其实际测得电流也会比理论计算值偏大。同时，其寄生参数的具体模型及数值很难准确获得，因此很有必要通过实验测试对其设计选型进行验证校验。下一步还可以通过优化叠排设计进一步降低寄生参数，从而使电容纹波电流进一步降低。

图10 模组正负极采用叠排连接各测点电流Fig.10 Current at each test point when positive and negative poles of modules are connected in a stack

图11 模组间采用叠排连接电容纹波电流分布Fig.11 Distribution of capacitor ripple current when modules are connected in a stack

4 结语

本文针对三相大功率储能变流器功率模组中的DC-link 电容，从满足动态响应的电容容值和满足最恶劣工况下纹波电流方面进行了计算设计。在简化模型下，定性分析了功率模组间连接铜排寄生电感对电容纹波电流的放大效应，并采取实验验证的方式对模组间铜排连接两种方式进行了对比测试，验证了上述分析的正确性。本文方法解决了工程样机开发过程中的实际问题，对大功率高功率密度功率组件的优化设计具有一定的参考价值。