9～15 GHz GaAs MMIC宽带高效率功率放大器

徐 鼎 ，陈晓娟 ，胡 俊 ，袁婷婷

（1.中国科学院微电子研究所，北京 100029；2.中国科学院大学，北京 100049）

X-Ku波段MMIC功率放大器是雷达和卫星通信系统中的重要部件，应用于T/R组件中发射链路的末级，与天线相连，将幅度较小的信号进行功率放大。砷化镓材料在增益、噪声、功率等方面所展现的良好特征，使其非常适用于MMIC功率放大器的设计。因此，GaAs MMIC功率放大器在雷达和卫星通信等领域得到广泛应用[1-3]。

对于雷达和卫星等无线通信系统而言，其发射通道特性很大程度取决于功率放大器的性能。功放作为发射通道主要耗能模块，其效率影响整个卫星通信系统的能耗；功放的带宽影响卫星通信系统的数据吞吐量和传输速率。因此，如何在保证输出功率的同时，实现宽带高效率的功率放大器成为一个研究热点。对于宽带设计，常用的电路结构包括电抗匹配式[4-5]、平衡式[6-7]、分布式[8-9]和堆栈式[10-11]等。文献[12]和[13]分别采用电抗匹配式和堆栈式实现了X和Ku波段具有良好宽带特性的GaAs功放电路，工作频率分别为 8～13 GHz和 12～16 GHz，但设计中未考虑谐波的影响，因而饱和效率较低，均小于35%。对于提高功放的效率，谐波抑制技术是最常用的方法之一。文献[14]在匹配电路中引入谐波抑制网络，实现了最高饱和效率超过50%的Ku波段功率放大器，但其单级匹配网络限制了宽带传输能力，工作带宽仅为2 GHz。在X-Ku波段，兼顾宽带（工作带宽5 GHz以上）和高效率（35%以上）的GaAs功率放大器报道较少，其难点主要在于：一方面，随着频率越高，晶体管最大增益和效率越低；另一方面，带宽增加时，功放的阻抗匹配随之变差，导致效率降低。

针对以上问题，提出了一种四分之一波长微带线做偏置网络和多级电抗匹配相结合的设计方案，通过输出端偏置网络滤除二次谐波，并采用最佳效率圆进行阻抗匹配，提高功率放大器的效率；采用低Q值多级匹配网络，拓展功率放大器的宽带特性。基于此方法，文中采用稳懋公司0.15 μm增强赝式高电子迁移率晶体管（GaAs E-PHEMT）工艺，设计了一款9～15 GHz宽带高效率功率放大器，其线性增益大于23 dB，饱和输出功率大于28 dBm，功率附加效率为35%～45%。

1 电路整体设计

考虑管芯的功率密度和电路所需要的饱和输出功率，输出级采用2个8指90 μm宽的GaAs HEMT器件，单个晶体管输出功率大于26 dBm，两管合成功率大于28 dBm，并提供10 dB增益。考虑电路所需要的增益，电路设计采用两级放大结构。电路的功率特性跟驱动级器件栅宽也有很大关系，前后级栅宽驱动比过大，则前级器件会产生过多不必要的直流功耗，致使电路效率降低；前后级栅宽驱动比太小，则前级器件会工作在饱和区，致使电路功率整体压缩，效率也会降低。驱动级器件采用了一个6指60 μm宽的HEMT器件，驱动功率大于18 dBm，增益大于12 dB，前后级总栅宽比为1∶4。这样就能保证前级器件工作在线性区时能够推动后级器件，也避免前级直流电流过大，造成功耗浪费。电路整体原理图如图1所示。

图1 两级功率放大器电路整体原理图

1.1 漏端偏置网络滤除二次谐波

当输入信号通过功放时，除了基波之外还会产生新的频率分量，功放的非线性由此产生。假设功放的非线性可以用三阶幂级数来表征，忽略高阶非线性，则功放的输入输出关系可以表示为：

当输入信号为单音信号，即Uin=Ucosw0t时，输出信号幅度为：

由式（2）中可以看到，基波和二次谐波输出幅度分别为：

除了基波和直流分量外，最主要的频率分量是二次谐波分量。因此，设计功率放大器时应将二次谐波短路到地。文中采用四分之一波长微带线作漏端馈电的偏置电路，如图2所示。

图2 四分之一波长传输线做谐波短路终端

漏端偏置四分之一波长微带线参与匹配，在基频和高阶奇次谐波频处，该传输线呈现开路特性，而在偶次谐波频率处呈现短路特性。通过回收二次谐波能量，晶体管输出端的电压和电流波形得以整形，减小两者之间非零的交叠部分，从而降低了功耗，提高功率放大器的效率。引入四分之一波长微带线后，总的负载阻抗ZL为：

1.2 多级电抗匹配网络设计

确定有源器件后，功率放大器的功率效率特性在很大程度上取决于输出匹配电路。设计输出匹配网络首先需要确定器件的输出阻抗，再通过合适的阻抗匹配网络将其匹配至50 Ω。对文中使用的8×90 μm器件进行load-pull仿真，其结果如图3所示。可以看到，GaAs HEMT器件的最佳功率匹配圆和最佳效率匹配圆的圆心并不重合，为了实现功放电路在宽频带内的高效率传输，选取最佳效率圆的圆心阻抗作为器件的输出阻抗，利用smith圆图进行阻抗匹配。

阻抗匹配网络通常有多种匹配结构实现，不同于窄带的阻抗匹配，宽带内不可能每个频点都达到最佳匹配。因此，需要折衷考虑带宽、插入损耗和驻波比等指标，选择最佳的匹配网络。为了进一步抑制高次谐波，同时使插入损耗和回波损耗尽可能小，文中采用电抗匹配结构设计输出网络。宽带匹配遵循 Bode-Fano法则[15-16]：

图3 8×90 μm器件最佳功率圆（细线）与最佳效率圆（粗线）

Bode-Fano法则揭示了带宽与反射系数之间的制约关系，更大的带宽通常会导致更高的最小反射系数。虽然是针对具体的RC无损网络提出的，Bode-Fano法则同样适用于其他复杂的匹配网络。

以K节T型级联网络为例，如图4所示，为实现最佳带宽匹配，每节的阻抗变换比应为相同值，则有以下公式：

其中，RL是负载阻抗，K是T型网络的节数，n是阻抗变换比，w0是阻抗匹配频率。根据式（7）～（10），当 RL=50 Ω，Rs=15 Ω，f=13 GHz时，分别仿真出不同节数（K=1，2，3）T型匹配结构的S（1，1）曲线，其结果如图5所示。

图4 K节级联T型匹配网络示意图

图5 节数K=1，2，3时T型网络的S（1，1）仿真曲线及元件参数值

可以看到，节数K越大时，对应的T型网络的带宽会越大，同时其Q值会越小。然而，节数越多会引入更多的无源元件，往往占用更多的面积，引入更大的插入损耗。折衷考虑上述指标，电路的输出匹配网络选取两节T型匹配网络，即可保证要求带宽及驻波，也能有较小的插入损耗。级间匹配网络采用低通LC和高通CL的带通网络，实现末级管芯输入阻抗至前级管芯输出阻抗的变换，保证足够的功率到末级管芯；输入匹配则采用两阶LC网络和RC并联稳定网络，保证整个电路的增益平坦度和驻波。基于这些必要的匹配网络，进行电磁场仿真和无源参数的优化，以实现所需的电路性能和较小芯片尺寸。最终的电路版图照片如图6所示。

图6 两级GaAs功率放大器照片（2.34 mm*1.25 mm）

2 测试结果及分析

2.1 小信号测试结果

功率放大器芯片通过导热环氧树脂焊装在铜制测试夹具上，如图7所示。在栅漏两端并联了两个合适的接地电容，用以滤除电源的杂散，抑制片外偏置线可能造成的低频振荡，同时保证良好的射频接地。

图7 GaAs功率放大器封装照片

功率放大器偏置条件为Vgs=0.6 V，Vds=4 V，测试频率范围为9～15 GHz。图8为电路的S参数测试结果。

图8 放大器小信号特性参数测试曲线

由图8可知，放大器在9～15 GHz频带内小信号增益约为23 dB，增益平坦度在±1.2 dB以内，输入回波损耗小于-9 dB。放大器在9～15 GHz频率范围内具有较高的增益和良好的驻波特性。

2.2 大信号测试结果

大信号测试时放大器偏置条件与小信号一致，Vgs=0.6 V，Vds=4 V。图9为饱和输出功率和效率随频率的变化曲线，图10为100 MHz双音测试下输出功率回退至19 dBm时的三阶交调IMD3随频率的变化曲线。大信号相关特性测试结果表明，放大器在9～15 GHz频带内饱和输出功率大于28 dBm，饱和功率附加效率PAE为35%～45%，回退至19 dBm下的三阶交调IMD3小于-34 dBc。

表1为近年来国外文献和产品报道的X-Ku波段GaAs功放与文中的对比数据。与文献[12-13]相比，可以看到文中所用功率放大器芯片在相似的带宽内有更高的效率指标，这得益于二次谐波短路偏置网络的设计，并采用最佳效率圆进行阻抗匹配；与文献[15-16]相比，所用功率放大器芯片具有相同水平的效率指标，但由于对匹配网络进行优化设计，因此其宽带特性更佳。与文献[14]相比，所用功放芯片工作带宽更大，但效率相较稍低，一方面，是由于工艺的差异导致器件本身的性能不同，另一方面，说明功率放大器芯片在效率指标上还有提升的空间。下阶段的目标是在原有的设计基础之上，参考F类功率放大器的原理，在匹配网络中引入除二次谐波外的更高次谐波的抑制网络，在保证工作带宽的同时尽可能地提高功率放大器的效率。

图9 饱和输出功率和功率附加效率随频率变化曲线

图10 频偏100 MHz下的实测IMD3曲线

3 结 论

文中基于0.15 μm GaAs PHEMT工艺，通过选取合适的器件和电路拓扑结构，采取漏端偏置网络滤除二次谐波和多级低Q匹配网络的方法，实现了一款9～15 GHz宽带高效率MMIC功率放大器。实测结果表明，该放大器具有良好的效率、宽带和线性度等特性，可应用于雷达和卫星通信等领域。

表1 同国外相似频段产品和文献的参数对比