基于H桥电路的电磁超声高压脉冲驱动电源设计

（中南大学 高性能复杂制造国家重点实验室，长沙 410083）

0 引言

相比于传统的压电超声检测技术，电磁超声检测技术采用电磁耦合方法激发和接收超声波，具有非接触、无需耦合剂、精度高、易实现在线监测等优点，可应用于高温高速环境下金属板材和管材的探伤、厚度检测等[1～3]。然而，在电磁超声检测中换能器的能量转换率比较低，产生的超声信号比较弱。而且根据不同规格的被测试件，一般需要选择不同脉冲个数、不同脉冲宽度、不同脉冲频率的激励信号来产生超声波，以提高检测灵敏度[4～6]。因此，研发出一种脉冲个数、频率、占空比等参数可调、输出大功率的脉冲驱动电源是非常重要的。

为实现对钢板、铝板等金属的高灵敏度的无损检测，本文以FPGA为核心，采用UCC21520驱动芯片与功率MOSFET相结合组成的H桥逆变电路实现功率放大，设计了一种新型的、大功率的电磁超声高压脉冲驱动电源。该激励电源输出的电压的峰值可达300V，频率从300KHz～2MHz、脉冲个数、脉冲的占空比等可调，同时具有可靠的过流保护功能，有效提高了电磁超声换能器转化的效率。

1 激励电源的系统方案

电磁超声激励电源主要由控制信号模块、驱动模块、功放模块、可控的恒压直流供电电路、反馈与保护电路和阻抗匹配模块等六部分组成。其系统原理结构如图1所示。

图1 激励电源系统结构框图

首先，控制信号模块由FPGA产生可调的四路PWM控制信号，然后隔离驱动模块放大该控制信号，并驱动功放模块中的MOSFET，最后，在恒压直流电源供电下，功放模块产生大功率脉冲激励信号，经过阻抗匹配网络调谐，将其输出至电磁超声探头。同时，基于比较器构成的反馈与保护电路采集驱动电源输出的电流，并将其反馈到驱动模块的控制端，以实现过电流保护。另外，各模块之间电源相互独立，避免了不同模块之间的信号干扰。

图2 控制信号模块仿真时序图

2 硬件电路设计

2.1 控制信号模块设计

为了适应对不同厚度、结构的钢板、铝板等金属进行测厚，本文设计的脉冲驱动电源的脉冲频率（300KHz～2MHz）、脉冲个数，占空比都可调。

控制信号模块选用Altera公司的Cyclone系列的芯片EP3C25E144C8产生四路可调的PWM驱动控制信号。EP3C25E144C8是一种高性能的FPGA芯片，多达24624个逻辑单元（LE），提供83个可用的输入输出引脚（I/O），可通过JTAG接口或AS接口实现在线编程（ISP）功能。在QuartusII13.0编译环境下，采用Verilog HDL硬件描述语言进行开发设计。根据上述的技术指标，由于FPGA芯片的外部晶振频率为40MHz，所以选用外部晶振作为输入时钟，周期为25ns。使用仿真软件modelsim SE对驱动程序进行模拟仿真，得到的PWM时序波形如图2所示。

其中，复位信号sys_rst_n采用低电平复位，在开始的一个时钟周期内复位整个电路的计数器和输出信号。start表示脉冲启动信号，cnt_N表示PWM脉冲的计数器。pwm_L_H、pwm_L_L、pwm_R_H、pwm_R_L分别表示H桥电路四个桥臂的驱动信号。左桥臂高端MOSFET控制信号pwm_L_H的占空比为50%，左桥臂低端MOSFET控制信号pwm_L_L的占空比为30%，右桥臂高端MOSFET的控制信号pwm_R_H的占空比为30%，右桥臂低端MOSFET的控制信号pwm_R_L的占空比为50%，对角线上的MOSFET轮流导通，从而在输出端输出双极性脉冲。为防止开关关断延时导致的同一桥臂上MOSFET导通，将同一桥臂上两个驱动信号间的死区时间占比设置为10%。

2.2 驱动模块设计

由于FPGA输出引脚的电平值仅为3.3V，驱动能力比较弱，因而需要设计专门的驱动电路为MOSFET提供充足的动态驱动电流。本文选用TI公司的集成驱动芯片UCC21520设计了MOSFET驱动电路。UCC21520是一款隔离式的双通道栅极驱动芯片，其逻辑输入兼容TTL和CMOS电平，驱动电流峰值可达4A，驱动MOSFET的最高频率可达5MHz，而传输延时最大仅为60ns，且其母线工作电压最高可达1500V，同时它还具有欠电压保护、重叠保护与调节死区时间等功能[7]。另外，该芯片的输入侧与两个输出端之间采用增强型隔离栅，且两个输出端之间采用内部功能隔离，无需增加额外的隔离电路，从而使得所组成的驱动电路结构简单、成本降低。

选用集成芯片UCC21520构成的驱动电路如图3所示。其中，VCCI和GND为数字电源和数字地，C4和C6为电源VCCI滤波电容；双路PWM脉冲信号通过由R4、R6、C2、C3组成的低通滤波电路进入逻辑输入端的INA和INB，有效地滤除杂波干扰；DISABLE为芯片的使能端，低电平时电路正常工作，高电平时禁用OUTA和OUTB的输出；VDDA和VSSA分别是驱动器A的电源和地，VDDB和VSSB分别是驱动器B的电源和地，当低端MOSFET导通、高端MOSFET关断时，自举电容Cboot由VDD通过外部自举电阻R3和自举二极管D2充电；当低端MOSFET关断、高端MOSFET导通时，自举二极管D2反向截止，作为悬浮电源的自举电容Cboot为高端驱动电路提供能量。自举二极管D2应选用快速恢复二极管，且反向击穿电压要比直流母线电压DC+要高，并且具有良好的裕量；自举电阻R3用于限制自举电容Cboot的充电电流，其值的选取应确保在低侧MOSFET导通期间，高侧驱动电路消耗自举电容Cboot上的电荷能够全部被补充，同时结合所使用的二极管D2，自举电阻R3的取值一般为几Ω；自举电容Cboot值应根据MOSFET栅极电荷、持续导通时间和栅源极漏电流等参数来确定，并且在PCB中应尽量靠近VDDA和VSSA引脚；C10、C9是驱动电源VDDB的滤波电容；电阻R2、R8是UCC21520输出通道到MOSFET栅极间的门极电阻，限制栅极电流变化率，保护MOSFET，一般取值为几十欧姆；二极管D1、D4分别与电阻R1、R7反向串联，用于限制MOSFET释放的电流，防止大电流损坏UCC21520，电阻取值一般为几欧姆；D3、D5为稳压二极管，电阻R5、R10对输入到栅极信号进行分压，避免了栅源极的电荷积累导致的静电击穿；C1，C8是滤波电容，与电阻R2，R8组成低通滤波电路，对UCC21520的输出信号进行低通滤波。

此电路的逻辑功能是：当INA为高电平、INB为低电平时，OUTA和OUTB分别输出高电平和低电平；当INA为低电平、INB为高电平时，OUTA和OUTB分别输出低电平和高电平；当INA和INB的电平相同时，OUTA和OUTB同时输出低电平，此时电路处于保护状态。DT表示死区时间引脚，通过调节电阻R9可以调节死区时间Td，计算公式如下：

式中，Td的单位为ns，R9的单位为KΩ。

2.3 可控的恒压直流供电模块设计

本文设计的驱动电源属于间歇工作，工作时间远小于非工作的时间，并且工作时间一般都是微妙级的。因此，功放模块不需要连续供电，采用可控的恒压直流充放电电路。本模块在前人研究的基础上[8]，对其电路进行改进设计了可控的高压直流电源，其电路原理图如图4所示。

该电源主要包括调压器、全桥整流电路、滤波电路和限流电路以及储能电容。首先，采用调压器调节不可控的交流输入电压，经过整流桥之后，通过滤波电路和限流电路对储能电容C3充电，进而实现对激励电源电压的调节。整流桥D7选用GBU1010。滤波电路采用电子滤波器，主要由Q3、R4、C4、R5组成，体积小，滤波电容等效于βC4，β为晶体管Q3的电流放大倍数，所以等效电容量很大，滤波性能好；另外，也为Q3提供基极偏置电流，而此电流很小，故R4的阻值可以取得很大，但不会使得直流输出电压下降很多，这样R4和C4的滤波效果就比较好，使得Q3基极上的直流电压中的交流成分很少，同时，根据发射极电压具有跟随基极电压的特性，Q3发射极输出电压中的交流成分也很少，达到滤波效果。在限流电路中，当经过采样电阻R3的电流过大时，三极管Q5导通，使得PMOS管Q2（栅极电位高于源极电位）关断，从而限制了充电电流，对储能电容C3起到保护作用。

图4 可控的恒压直流电源电路图

为了验证供电电路的性能，使用multisim软件对电路进行仿真，其仿真电路如图5(a)所示，储能电容C3的充电波形如图5(b)所示。由于电阻等耗能元件存在，故而输出电压DC+最大值为295.5V左右。

图5 可控的恒压直流电源电路仿真图

2.4 功率放大模块设计

同等条件下，H桥电路输出的功率是半桥的四倍，为了实现输出大功率的电源要求，本文采用H桥结构来设计功放电路，其电路原理图如图6所示。其中pwm_L_H、pwm_R_L产生同步的激励信号分别驱动Q1、Q4，即线路1，pwm_R_H、pwm_L_L产生的同步激励信号分别驱动Q3、Q2，即线路2。其中，MOSFET选用英飞凌公司CoolMOS系列的IPI60R099CP，其漏源击穿电压为650V，漏极最大连续电流为31A，漏极最大脉冲电流为93A，漏源正向导通电阻仅为99mΩ，导通延迟时间为10ns，关断延迟时间为60ns，上升下降时间都为5ns，完全满足高频大功率应用电路。

由于所选用的MOSFET的关断速度比较快，而漏极实际电流比较大，所以当其关断时会在漏极的寄生电感上产生感应电压，此电压会叠加在原漏极电压上引起尖峰电压。为了消除尖峰电压，设计上采用如图6所示的RCD保护电路，根据MOSFET关断时能量转移式(2)以及实际的电路调试，电容C2的取值比计算值大，选取低电感的无极性电容器。同时，电阻R1的选取应保证RCD保护电路的放电时间在MOSFET的导通时间以内。此外，二极管D2的选取要满足MOSFET的开关速度并且要有一定耐压值，本文选择C4D02120E快速恢复二极管。

式中，ID表示MOSFET漏极承受的最大电流，VDS表示MOSFET漏源极最大电压，ton表示MOSFET导通时间，toff表示MOSFET关断时间。

图6 H桥功率放大电路图

2.5 反馈与保护电路

为了防止驱动电源输出的电流过大，专门设计了如图7所示的反馈与保护电路，其中采样电流是H桥对地的电流。此电路以LM393为核心组成一个电压比较器，电流通过采样电阻R4会产生电压U3，U3通过R1、C1滤波之后进入引脚3，与引脚2上的基准电压Vref作比较。当驱动电源正常工作时，比较器的引脚1输出低电平；当采样电流过大，U3大于基准电压时，比较器的引脚1输出高电平，LM393的引脚1与UCC21520的引脚5（DIS）相连，可使UCC21520驱动芯片停止向外输出PWM信号，进而导致MOSFET关断，驱动电源停止工作。同时，LM393的引脚1输出的高电平通过电阻R6使得三极管Q1导通，二极管D1发光，提示使用者电路发生故障。

图7 反馈与保护电路图

2.6 阻抗匹配模块设计

为了最大限度地利用电磁超声驱动电源的输出功率，提高信噪比，需要对电磁超声换能器线圈的阻抗进行匹配[9,10]。L形阻抗匹配的等效电路电磁线圈为感性负载，阻抗很小，采用uH级的电感和nF级的电容完全满足对线圈的阻抗匹配。鉴于对多种频率不同电磁线圈的阻抗匹配，设计了一种可调的L形阻抗匹配网络的结构，其中，图8(a)表示阻抗匹配的等效电路，图8(b)表示实际的阻抗匹配电路图。该电路利用开关灵活选取不同的容抗和感抗值，使得线圈两端的电压值达到最大即为最合适的阻抗匹配值。在调节过程中，当脉冲频率比较低时，闭合开关S17来选取L形的Cm、L网络；频率比较高时，将S1～S8的开关统一调整到短路线一侧来选取Cm、Cn网络。然后，遵循先大后小的原则进行一一试配。

图8 阻抗匹配电路图

3 实验结果与分析

保障H桥电路正常工作的关键之一是H桥电路对角线上MOSFET驱动的同步性和同一桥臂上两个MOSFET开关时的死区时间控制。测得图7中H桥逆变电路上下桥臂MOSFET的栅极驱动电压波形如图9所示。其中图9(a)表示H桥电路左桥臂两个MOSFET的栅极驱动信号pwm_L_H与pwm_L_L，频率为400KHz，图9(b)表示H桥电路右桥臂两个MOSFET的栅极驱动信号pwm_R_H与pwm_R_L，频率为400KHz。同一桥臂在开通与关断信号之间都留有一定的死区时间，避免桥臂直通。从图9可以看出，PWM驱动信号的波形高低电平的边缘比较光滑，基本没有尖峰电压毛刺，很适合驱动H桥中的MOSFET的开关电路。

图9 H桥逆变电路上下桥臂MOSFET的栅极驱动电压波形图

为验证H桥电路对角线上MOSFET驱动的同步性，测得图7中的H桥电路对角线上两个MOSFET栅极驱动信号波形如图10所示，其中图10(a)表示Q1与Q4的栅极驱动电压波形，图10(b)表示Q3与Q2的栅极驱动电压波形。从波形中可以看出Q1与Q4驱动同步性基本一致；Q2与Q3的驱动同步性也比较一致。

图10 H桥电路对角线上MOSFET的栅极驱动信号波形图

利用实验室自制的电磁超声换能器对所设计的电磁超声脉冲激励电源进行实验。其中，电压源输出的电压波形如图11所示，由于RCD保护电路能够很好地吸收MOSFET开关过程中产生的过冲电压，因此电压源输出的电压接近方波，电压峰峰值约为300V，满足电磁超声测厚的要求。

图11 电压源输出的波形图

4 结语

本文以FPGA为核心，采用H桥逆变电路设计了一种基于电磁超声测厚用的高压脉冲驱动电源。此电源结构简单，原理清晰，效率高，可以便捷地调节脉冲个数、频率与脉冲电压的幅值来寻找最合适的激励电磁超声的参数，提高电磁超声换能器的转换效率。经过理论分析与大量实验测试，证明此电磁超声高压脉冲驱动电源达到了基本测厚要求，可应用于多种型号的钢板、铝板的电磁超声厚度的检测，并获得良好效果。