用于低压配网故障指示器系统的宽增益DC-DC变换器

周宏瑞，吴金城

（中国南方电网广西电网有限责任公司 北海供电局，北海536007）

随着社会经济的发展，国民生产对电力的需求越来越大，特别是对供电质量和供电可靠性的要求越来越高。要提高供电质量和供电可靠性，最直接的手段就是在故障发生后缩短停电时间和减小停电面积。因此，迅速定位并隔离故障就成为提高供电可靠性的核心内容[1]。相比中高压电网，配电网由于分布广泛，受外界因素影响大，因而经常出现故障。其中，低压配网的结构更加复杂，拓扑结构不易获取，故障占比大且难以定位，长期以来都是电网关注的重点问题[2-3]。为解决低压配网的故障定位问题，配网线路故障指示器是最为常用的一种线路故障检测装置。

1 故障指示器的电源系统

采用低压配网故障指示器，当配网线路发生故障后，指示器就可以将采集到的故障信息发送至监控中心，便于检修人员快速地查找出线路故障点的位置[4]。为了简化电源，故障指示器系统一般使用取电线圈取电的方式进行供电，但取电线圈只有在输电线路中的电流高于一定的值时才可以正常工作。而配电线路中经常出现用电低谷或停电的情况，因此单纯使用取电线圈供电不足以保障故障指示器系统的全天候工作[5]。

传统的Boost 直流变换器由于受到变换器各器件的寄生参数影响，很难实现宽范围的电压增益，而且功率器件容易工作在极端占空比状态，降低了变换器的转换效率[6]。因此具有宽增益特性的DC-DC变换器成为近年来的研究热点[7-9]。为了解决上述问题，在此提出一种接口于取电线圈后级整流滤波器和故障指示器系统之间的宽电压增益DC-DC 变换器，其电源系统原理如图1 所示。

图1 电源系统原理Fig.1 Schematic of power system

取电线圈后级经整流滤波器作用，得到电压较低且不稳定的直流电。所提宽增益DC-DC 变换器接口于整流滤波器和负载设备之间，将直流电压稳定在负载设备工作的额定值。此外，当作为后备电源的备用电池需要充电时，所提变换器的输出电压能够稳定地向其充电，实现电源系统的稳定运行。在此通过仿真和试验，验证了所提变换器的可行性。

2 变换器的原理分析

2.1 变换器拓扑结构

所提出的宽增益DC-DC 变换器结构如图2所示。图中，Q1为有源功率开关，D2和D3为功率二极管，电容C1、C2和电感L 为实现宽增益升压的主要储能元件，Uin为输入电压，Uo为输出电压，R 为负载。

图2 变换器拓扑结构Fig.2 Converter topology

2.2 变换器运行原理

该变换器在一个开关周期内，只有2 种工作状态，如图3 所示。

开关状态1如图3a 所示。功率开关Q1导通，输入电源Uin给电感L 充电；同时Uin通过功率二极管D3和功率开关Q1向电容C2充电。电容C1向负载放电

开关状态2如图3b 所示。功率开关Q1关断，输入电源Uin与电感L、电容C2串联，经功率二极管D2向负载供电，同时向电容C1充电。

图3 变换器工作状态Fig.3 Working state of converter

2.3 电压增益分析

设功率开关Q1导通时间为dT，关断时间为（1-d）T，d 为占空比，忽略所有二极管的导通压降和功率开关的导通内阻，对电感L 分别利用伏秒平衡法则，可得电压关系为

变换器工作状态下的电容电压关系为

结合式（1）（2），可得输出电压与输入电压的关系：

2.4 电压应力分析

根据图3 所示变换器各工作状态下的电压关系，可以推出有源功率开关的电压应力为

功率二极管D2和D3的电压应力为

各电容的承受的电压应力为

2.5 与传统Boost 变换器的比较

本文变换器与传统Boost 变换器的比较见表1。

表1 本文变换器与传统Boost 变换器的比较Tab.1 Comparison between the proposed converter and the traditional Boost converter

相比传统的Boost 直流变换器，在此所提的变换器在保证各功率器件电压应力较低的情况下，提高了电压增益的范围[10-12]。在器件数量上，仅增加了1 个功率二极管和1 个电容，因此变换器成本没有显著增加。

3 变换器的设计方案

3.1 闭环控制策略

图4 变换器闭环控制原理Fig.4 Schematic of converter closed-loop control

所提变换器闭环控制原理如图4 所示。输出电压设定值首先与经过采样得到的输出电压测量值作差，得到的电压误差值经PI 控制器作用后，得到对应的调制度。进而由PWM 驱动信号发生器产生驱动信号，控制功率开关的导通与关断，得到输出电压。最后，作为测量值的电压反馈返回到流程开始与输出电压设定值作差，进行下一个流程。

3.2 器件选型设计

为验证所提变换器的运行原理可行性，设计了一台额定100 W 的原理样机。采用0～30 V 可调直流电源作为变换器的输入电压，控制器选用的DSP型号为TMS320F28335，功率开关Q1选用的MOSFET 型号为IRFZ44N，功率二极管D2和D3选用的型号为SB1050L。

试验参数如下：开关频率fs＝20 kHz，电感L＝100 μH，电容C1＝C2＝47 μF，变换器输入电压的变化范围为Uin＝8～24 V，输出电压稳定在Uo＝48 V，负载电阻R＝23 Ω，即额定功率为100 W。

4 试验结果分析

Uin＝14 V，Uo＝48 V 条件下电感电流iL和功率开关Q1电压应力波形如图5 所示。当功率开关Q1电压UQ1＝0 时，电感电流iL线性上升；UQ1≈37 V 时，电感电流iL线性下降。由此可见试验结果符合关于功率开关电压应力的分析。

图5 电感电流iL 和功率开关Q1 电压应力的波形Fig.5 Waveform of inductor current iL and power switch Q1 voltage stress

电压闭环试验过程中，输入电压从24 V 降至8 V 时变换器的动态波形如图6 所示。当输入电压从24 V 降至8 V 时，输出电压稳定在48 V，此时电压增益从2 倍连续增至6 倍。这一过程证明，该变换器能够适应因负载电流被动而产生变化的输入电压范围，达到实现宽电压增益和稳定升压的目的。

图6 输入电压降低时变换器的动态波形Fig.6 Dynamic waveform of the converter during the input voltage reduction

Uo＝48 V，Po＝50～200 W，不同电压增益时变换器的效率如图7 所示。图中，η1，η2，η3分别为50，100，200 W 输出功率下的试验效率，采用Yokogawa/WT3000 功率分析仪进行测量。在Uin＝16 V，输出功率100 W 时，电压增益约为3 倍，变换器的试验效率最高，（η2） 为94.3%； 在Uin＝8 V，50 W 输出功率时，电压增益为6 倍，变换器的试验效率最低，（η1）为92.1%。电压增益和输出功率的增加，使输入电流增大，这是导致变换器效率降低的主要原因。

图7 不同输入电压下的变换器效率Fig.7 Converter efficiency in different input voltage

5 结语

在此设计了一种应用于低压配网故障指示器电源系统的非隔离型宽增益DC-DC 变换器。该变换器在理想的情况下可以实现2～6 倍的电压增益，通过PI 控制器实现电压闭环控制，使得输入电压在不断变化的情况下，输出电压依然稳定在48 V，提高了输出电压的精确性和稳定性。然而，此次设计工作中的一些问题尚待进一步研究，如变换器的小信号模型分析、变换器的损耗分析等[13-14]。为提高DCDC 变换器的工作性能，这些问题将成为后续研究的重点内容。