改进型三绕组谐振升压变换器

黄亚峰，吴光琴，严干贵，韩 瑜，李 丹，何 威

(1.东北电力大学电气工程学院，吉林 吉林 132012；2.东营供电公司，山东 东营 257000)

近年来，DC-DC变换器发展迅速，被广泛应用于等离子体显示面板(PDP)、光伏太阳能系统和燃料电池等领域，在这些典型应用场景中，需要其满足高功率密度、高效率等条件[1].其中在模块集成式光伏发电系统中，变换器连接到单个光伏面板，并提取最大功率向电网供电，由于单块面板输出电压较低，因此，每个模块的变换器也需要具备高的电压增益[2-7].

随着对变换器高功率密度和小尺寸的要求，开关频率增加，器件的通断损耗随之增大，为减小损耗，软开关技术应运而生.文献[8]和文献[9]分别提出了带有有源钳位电路的正激和反激变换器，结构简单、控制方便、成本低，且可以实现开关管的软开关，降低了开关损耗，但其仅在半个周期内提供输出功率传输，功率密度降低，效率降低.与之相比，正反激组合式变换器更具吸引力，无论其主开关处于导通或是关断状态，都能够通过变压器向负载提供所需的能量，提高了变换器效率[10-12].传统的正反激式电路，其输出侧多采用并联连接，广泛应用于输出电压较低的场合[13-17].之后，为了解决电压增益较低问题，文献[18]提出了一种串联正反激三绕组变换器，该拓扑输出侧采用了串联连接，可实现高的电压增益.但是，由于初级侧开关的硬切换，此拓扑结构主要侧重于中低压小功率应用，故无法直接应用于高压大功率场合[19].文献[20]提出了电压钳位准谐振正激变换器，该变换器利用LC谐振实现软开关，因此开关应力显著降低，且利用复位绕组复位了变压器的励磁通量，减小了由电压尖峰引起的传导损耗.但该变换器仅在半个周期内向负载传递能量，转换效率较低.为此，文献[21]提出了正反激三绕组变换器，此变换器在整个运行周期内都可向负载传递能量，提高了转换效率，且利用LC谐振实现了二极管D1的零电流关断，但二极管D2无法实现软开关，开关损耗有待进一步改善.而且由于变压器漏感的存在，此拓扑结构在前级开关管关断瞬间存在电压骤增的问题，严重影响开关管使用寿命.此外，漏感中的能量若不能回收再利用，会影响微逆变器的整体效率[22].

基于文献[21]中的方案，本文提出了改进型三绕组谐振升压变换器，在保留原有方案优点的基础上，进一步降低了开关管的通断损耗.该变换器采取正反激交替运行的工作模式，在整个工作周期内都可向负载传递能量，提高了变换器的转换效率.初级侧采用有源钳位技术，实现了开关管的零电压导通(ZVS)，减小了开关管承受的电压应力，并完成变压器磁芯复位.次级侧通过漏感Llk与电容Cr、C2之间的谐振，实现了二极管D1和D2的零电流关断(ZCS)，消除了反向恢复问题，降低开关损耗.本文对其工作模态进行了详细的分析，给出了主功率电路参数设计方法，最后搭建了仿真和实验平台，验证了本文理论分析与设计的可行性.

1 改进型三绕组谐振升压变换器

1.1 拓扑结构

本文所提出的改进型三绕组谐振升压变换器拓扑结构如图1所示，其中正激回路由变压器漏感Llk、二极管D1和谐振电容Cr组成，反激回路由漏感Llk、二极管D2和输出电容C2组成.其中变比n1=ns/np，n2=nt/np，Vin为输入电压，Vo为输出电压，Ro为负载电阻.

为分析改进型三绕组谐振升压变换器的工作原理，对其结构进行简化，在一个开关周期Ts内作如下假设：

(1)主开关S1和辅助开关S2由互补PWM控制，S1的占空比为D.

(2)功率开关管、反并联二极管及体电容均为理想元件.

(3)三绕组变压器由理想变压器建模，励磁电感Lm与初级绕组Np并联，漏感Llk与初级绕组Np串联.

稳态时，每个周期可分为8个工作模式，其主要波形图如图2所示，等效电路如图3所示.

1.2 工作原理

(1)模态1[t0，t1]：在t0时刻，辅助开关管S2断开，一次侧电流ip为S1体电容CS1放电，同时为S2的体电容CS2充电.由于开关管的电容值很小，所以此模态运行时间非常短，忽略其电流影响，ip和im在此工作模态下保持恒定.此区间内，二次侧谐振电容Cr向负载放电.

(2)模态2[t1，t2] ：在t1时刻，电容Cs1放电完成，S1两端电压降为0，反并联二极管DS1导通，在t1时刻之后导通S1，即实现主开关管S1的零电压开通(ZVS).此模态下，能量通过正激回路传递到输出端，ip为im与is(二次侧电流折算到一次侧的值)之和.如图2所示，S1导通时，励磁电流im满足

(1)

(2)

同时，漏感Llk与电容Cr发生谐振，得此模态下的状态方程为

(3)

(4)

(5)

公式中：VCr为谐振电容Cr上的电压.

谐振回路的谐振角频率及阻抗为

(6)

(7)

一次侧电流ip可表示为

(8)

(3)模态3[t2，t3]：在t2时刻，一次侧电流ip由负变正，漏感Llk与电容Cr类似于模式二继续谐振.

(4)模态4[t3，t4]：在t3时刻，Llk和Cr之间的谐振结束，二极管D1维持零电流导通.此区间内，励磁电流im继续线性增加.存储在谐振电容器Cr中的能量传递到输出端为

(9)

(5)模态5[t4，t5]：在t4时刻，主开关管S1关断，二极管D1实现ZCS，消除了二极管的反向恢复问题.正向的一次侧电流为S1的体电容Cs1充电，同时为S2的体电容Cs2放电，由于Cs1和Cs2电容值很小，此间隔忽略不计，可认为一次侧电流ip与励磁电流im相等，保持恒定.

(a)模态1[t0,t1](b)模态2[t1,t2](c)模态3[t2,t3](d)模态4[t3,t4](e)模态5[t4,t5](f)模态6[t5,t6](g)模态7[t6,t7](h)模态8[t7,t8]图3 工作模态等效电路图

(6)模态6[t5，t6]：在t5时刻，电容Cs2放电完成，S2两端电压降为0，反并联二极管DS2导通，在t5时刻后导通S2，实现S2的ZVS.此区间内，能量通过反激回路传递到输出端，励磁电流im满足

(10)

(11)

(12)

同时，漏感Llk与电容C2发生谐振，得此模态下的状态方程为

(13)

(14)

谐振回路的谐振角频率及阻抗为：

(15)

(16)

电流ip可表示为

(17)

(7)模态7[t6，t7]：在t6时刻，一次侧电流ip由正变负，漏感Llk与电容C2类似于模式六继续谐振.

(8)模态8[t7，t8]：在t7时刻，Llk和C2之间的谐振结束，二极管D2维持零电流导通.此区间内，一次侧电流ip与励磁电流im相等，im线性减小.此模式结束时，二极管D2实现ZCS，消除了二极管的反向恢复问题.

2 主功率电路参数设计

依照上述变换器工作模态的分析，对主功率电路参数进行设计.通过励磁电感及钳位电容的设计，实现功率开关管的ZVS及变压器磁芯复位，降低开关管电压应力，提高变压器利用率；通过谐振电容的设计，实现次级侧二极管D1、D2的ZCS，消除反向恢复问题，降低开关损耗.

2.1 励磁电感设计

要实现主开关管的ZVS，要求在t1时刻电流is1为负向，由励磁电流平均值im=(n1-n2)Io可得

(18)

因此励磁电感设计应满足：

(19)

由上式可得，不同占空比实现开关管S1零电压导通的临界励磁电感值，如图4所示.

2.2 谐振电容设计

在主开关管导通时，漏感Llk与Cr发生谐振，为实现二极管D1的ZCS，其谐振频率应足够大，使谐振周期小于主开关管导通时间，即

Tr≤DTs，

(20)

(21)

(22)

(23)

由公式(20)～公式(23)可得，不同占空比及漏感实现二极管D1零电流关断的临界谐振电容值，如图5(a)所示.

在主开关管关断时，漏感Llk与C2发生谐振，为实现二极管D2的ZCS，其谐振频率应足够大，使谐振周期小于主开关管关断时间，即

(24)

(25)

(26)

(27)

由公式(24)～公式(27)可得，不同占空比及漏感实现二极管D2零电流关断的临界谐振电容值，如图5(b)所示.

(a)谐振电容Cr临界值(b)谐振电容C2临界值图5 零电流关断的临界谐振电容值

在二极管实现软开关的情况下，谐振电容、占空比及漏感取值如上图所示，当占空比取值一定时，漏感与谐振电容取值关系呈负相关，因此，在实际应用中其值的选取应折衷考虑.

2.3 钳位电容设计

为实现有源钳位功能，需要对钳位电容进行设计.使励磁电感上存储的能量Em大于钳位电容上存储的能量ECc，即

Em≥ECc

.

(28)

CC与Lm之间存在谐振，功率管S1的关断时间应小于其谐振周期的一半，即：

(29)

(30)

由公式(29)、(30)得：

(31)

3 实 验

为验证理论分析与设计的可行性，搭建了改进型三绕组谐振升压变换器仿真模型及实验平台.设定其输入电压Vin=50V，开关频率 fs=33KHz，输出电压和输出功率分别为Vo=380V，Po=400W，为实现功率开关管的零电压导通，励磁电感和钳位电容需满足公式(19)、公式(31)，本文取Lm=40μH，CC=10μF；为满足二极管D1和D2的零电流关断，根据公式(23)、公式(27)，取Cr=0.47μF，C2=2.2μF.

3.1 仿真验证

基于PSIM搭建仿真模型如图6所示，仿真和实验所需具体参数如表1所示.

表1 三绕组DC-DC变换器主要参数

图7为文献[21]所提出拓扑结构一次侧功率开关管的仿真波形，图7中Vs1为开关管的电压，ip为流经开关管的电流，从图7中可以看出，在一次侧开关管关断时，由于变压器漏感的存在，开关管两端所承受的电压会瞬时骤增，影响功率开关管的使用寿命.且若漏感中存储的能量不能回收再利用，会降低变换器整体效率.

本文所提出的拓扑结构一次侧主开关管S1的仿真波形如图8(a)所示，图中VS1为S1的电压，iS1为流经S1的电流，从图中可以看出S1在电压为零的情况下导通，实现了零电压导通(ZVS)，且有效抑制了主开关管关断瞬间的电压尖峰.图8(b)为一次侧辅助开关管S2的仿真波形，图中VS2为S2的电压，iS2流经为S2的电流，从图中可以看出S2在电压为零的情况下导通，实现了零电压导通(ZVS).

(a) 主开关S1仿真波形(b) 辅助开关S2仿真波形图8 功率开关管电压、电流仿真波形

(a)输出二极管D1仿真波形(b)输出二极管D2仿真波形图9 输出二极管电压、电流仿真波形

变换器二次侧输出二极管D1的仿真波形如图9(a)所示，图中Vd1为D1的电压，id1为流经D1的电流，从图中可以看出D1在电流为零的情况下关断，实现了零电流关断(ZCS).二极管D2的仿真波形如图9(b)所示，图中Vd2为D2的电压，id2为流经D2的电流，从图中可以看出D2在电流为零的情况下关断，实现了零电流关断(ZCS).

3.2 实验验证

搭建了400W的改进型三绕组谐振升压变换器实验平台进行实验验证，所得主要波形如图10、图11所示.

(a)主开关S1实验波形(b)辅助开关S2实验波形图10 功率开关管电压、电流实验波形

(a)输出二极管D1实验波形(b)输出二极管D2实验波形图11 输出二极管电压、电流实验波形

DC-DC变换器功率开关管S1、S2的实验波形如图10所示，从图中可以看出S1、S2均在电压为零的情况下导通，实现了零电压导通(ZVS)，且抑制了S1关断瞬间的电压尖峰，降低了开关管电压应力.DC-DC变换器输出二极管D1、D2的实验波形如图11所示，从图中可以看出D1、D2均在电流为零的情况下关断，实现了零电流关断(ZCS)，降低了开关损耗.

4 结 论

本文详细介绍了改进型三绕组谐振升压变换器的工作原理，给出了主功率电路中参数的设计方法，并搭建了仿真模型和实验平台.通过实验结果证明，一次侧采用有源钳位结构，抑制了开关管关断时产生的电压尖峰，实现了功率开关管的零电压导通，有利于选择低耐压、性能更优越的开关器件，以进一步提高转换效率；二次侧采用谐振软开关技术，实现了二极管D1和D2的零电流关断，消除了反向恢复问题，降低开关损耗，提高了变换器整体效率.