基于串级结构控制的新型双向DC/DC变换器

白力铭，穆泳鑫，刘德君

(1.北华大学电气与信息工程学院，吉林 吉林 132021；2.北华大学工程训练中心，吉林 吉林 132021)

近年来，随着工业化进程的加快，世界石油资源变得越发紧张，环境问题日益突出.新能源技术革新可以有效缓解环境压力[1-2]，在燃料电池电动汽车、航空航天器、大功率变电装置等方面已经取得了不少成果.对于新能源技术的应用，电能的传输效率是关键性问题，其重点在于提升整个动力系统电能传输的效率、稳定性和安全性[3-5].双向DC/DC变换器(Bidirectional DC/DC Converter，BDC)是不停电系统、风力发电、电动汽车等电能传输原动力系统的核心部件之一[6]，也是储能装置与用电设备之间的连接桥梁，是新能源发展的重要方向之一[7-8].文献[9]提出了一种用于电动汽车交错并联的双向DC/DC变换器，该变换器低压侧采用倍流的方式提高电池电流的充、放电速度，但是电路缺少电气隔离结构，发生故障时容易破坏电路.文献[10]提出了一种双向反激电路，虽然可以提高电路的功率密度，但不存在软开关，开关应力大，开关管损耗较大.文献[11]提出了一种在高电压场合使用的全桥推挽式结构双向DC/DC变换器，实现了恒压充电和恒压放电，但也没有软开关，开关应力较大、寿命降低.文献[12]提出了一种混合式隔离结构双向DC/DC变换器，该电路开关损耗小、效率高、成本低，但电路结构较为复杂，建立数学模型较为困难.本文结合文献[13]与双向控制策略，提出一种Back/Boost高频隔离型双半桥直流双向变换器，利用两级电路的升压特点提高电压变比和功率传输密度，利用变压器漏感与开关管寄生电容谐振形成软开关，实现开关管的ZVS和ZCS，降低了开关损耗.用串级控制的方法分别设计了PID滑模变控制器与PI控制器，以提高系统的鲁棒性和动态响应.通过MATLAB仿真验证所提出电路的优越性和可行性.

1 电路分析

新型双向DC/DC变换器见图1.该变换器由两部分构成：第一级电路为Back/Boost稳压电路；第二级电路为高频双半桥隔离电路.图1中VL为低压侧电压；VH为高压侧电压；L1、L2、Lr为第一级电路的电感、第二级电路的电感和变压器漏感；iL1、iL2、ip分别是第一级电路的电感电流、第二电路的电感电流和变压器漏感电流；Cr2～Cr5为谐振电容；VC1为C1两端电压；Vp、Vs为变压器两端的电压降.L1、VT0、C1构成一次侧的升压电路，L1与C1并联形成谐振电路，避免了开关管VT0承受较高的尖峰电压，减小了开关器件的开关应力.L2、Cr2～Cr5、Lr、VT2～VT5构成了二次侧的高频双半桥电路，同时变压器漏感Lr与Cr2～Cr5发生谐振，利用谐振实现了VT2～VT5的ZVS和ZCS，减少了开关管VT2～VT5的开关应力，增加了开关管的寿命.

2 数学模型建立及控制器设计

2.1 第一级电路设计

由于系统具有对称性，因此，仅分析升压过程.为了使第一级系统能够快速响应、恒压输出，电路采用PID滑模变结构控制，见图2.图2中，iC1为C1流过的电流；VC1为C1两端电压；Vrel为参考电压.

内环采用滑模变结构控制方式，用来保证电容电流跟踪基准电流值，保持输出电压恒定；外环输出与基准电压偏差作为内环滑模变结构控制的电流基准，外环PI控制使系统在负载变化时能够保持输出电压稳定.

1)在升压模式下，将第二级电路假设为负载R0，开关管VT0导通与关断的时间为T.当开关管VT0导通时，二极管阳极接通VL负极承受反向电压截止，电容C1放电，蓄电池电压VL全部加到电感L1两端，在该电感电流下电流iL1线性增长，储存的磁场能量逐渐增加，在0

(1)

2)当VT0截止时，iL1经二极管D1流向C1侧，电感L1中的磁场将改变L1两端电压极性，以保持iL1不变，电源与电感释放的电能同时给C1充能，C1侧电压VC1仍然是上正下负.当电感上的电压VL-VC1<0时，电感电流iL1线性减小.在dt

(2)

用u=0或1代替开关的导通和关断，联立(1)和(2)可得到滑模变结构数学模型

(3)

所使用的控制变量

(4)

式中：x1、x2和x3分别为电压误差、电压误差导数和电压误差积分；Vrel为参考电压；β为电压反馈系数，在理想情况下通常β=1.

选择滑模切换面

S=α1x1+α2x2+α3x3

，

(6)

控制函数

(7)

2.2 第二级电路设计

在设计第二级电路时，假设第一级电路是第二级电路电源的内阻RS.采用PID控制方式，将电容C6两端电压的实际值V45与第二级电路参考电压V′rel的偏差作为输入信号，经PI控制器和限幅环节，得到移相角φ.当电压偏离目标值时，改变移相角，从而改变变换器的输出功率和电压，使之达到负载侧的功率需求.二级电路控制结构见图3.

第二级电路整个运行过程可以简化为4个不同模式的等效电路[14].第二级电路的平均状态数学模型

(8)

(9)

3 系统仿真验证

由于篇幅有限，本文仅研究升压模式下的系统.图4为开关管VT2～VT5的ZVS、ZCS波形.由图4可知，当系统正常运行时，开关管在导通、关断的瞬间能够实现软开关，可以达到降低开关损耗的目的.

图5为正常运行和负载突然减小时系统的波形.图5 a为升压过程中第一级电路正常运行时VC1、iC1、PWM值，图5 b为t=0.01 s时，负载突然减小后系统的VC1、iC1、PWM值.由图5可知：当系统正常运行时，第一级电路可以稳定输出60 V的电压和6 A的电流值；当系统负载突然降低为一半时，控制器可以快速响应，保持电压不变而电流增加到12 A.由此证明，系统具有很好的响应能力和抗干扰能力.

第二级电路升压过程中，通过第一级给定的电压进行二次升压，变压器两侧漏感电压、电感电流、漏感电流Vp、Vs、iL2、ip的波形见图6 a，C6两端电压V45与负载电流的波形见图6 b.由图6 a可知：当变压器一次侧漏感电压Vp超前Vs一个相位角φ时，功率传输方向为正向传输;当漏感电压Vp滞后Vs一个相位角φ时，可以改变功率的传输方向为反方向.由图6 b可知：系统在高压侧可以输出120 V的恒定电压值.

4 结 论

本文提出了一种基于Back/Boost变换器与双半桥隔离变换器组合而成的新型拓扑结构，适用于新能源供电、新能源汽车等大功率、电压大变比场合.利用LC谐振实现了开关管的软开关，解决了开关应力大、损耗大的问题；采用串级结构控制策略，对系统参数摄动不敏感，当负载突然变化时，系统可以快速达到稳定，提高了系统的抗干扰能力和鲁棒性.二次抬高电压时，变换器从低压侧20 V升压到120 V，稳定输出功率为480 W，解决了系统电压变化小、传输功率密度低的问题.本文控制器的设计略微复杂，未来可以采用更加高效、简单的控制器.