一种带有分段曲线校正带隙基准源的设计探讨

陈 昊，张彩珍

(兰州交通大学 电子与信息工程学院，兰州 730070)

集成电路是一组嵌入在半导体材料上的功能电路，带隙基准源作为集成电路中至关重要的模块，为其提供偏置电流或偏置电压,使得该电路正常工作.带隙基准的温度系数和功耗等参数不仅关系到电路能否正常工作，而且会影响整个芯片的性能[1].因此，和温度、工艺参数以及电源电压等因素的相关性非常小的高性能带隙基准源的设计就显得十分重要.在带隙基准电路中,如果想得到一个较小温度系数，则其功耗较高[2]；相反，若想得到低功耗，则温度系数表现较差[3-5].

本文所设计的带隙基准源使用一个互补交叉耦合型共源共栅结构来减小整个电路的功耗和面积，在文献[6]中也有一种超低功耗带隙基准源的设计，但其功耗为252 nW，这里只有100 nW，可以看出本文大大减小了电路功耗.传统的带隙基准一般只对输出电压进行一阶温度补偿，因此基准电压源的温度系数仍然很大，为使温度系数最小化，该设计中在交叉耦合增益级后增加一级分段曲线校正电路[7].对比文献[8]中只有交叉耦合增益级电路的温度系数为9.8×10-6℃-1，加入该电路结构之后变为8.8×10-6℃-1，温度系数有所改善.

1 带隙基准电路的工作原理

带隙基准电路提供一个零温度系数的基准电压，图1是带隙基准电路工作原理图，将有一个和绝对温度成正比(proportional to absolute temperature，PTAT)电压的电路和与绝对温度成反比(complementary to absolute temperature，CTAT)电压的电路结构相组合，正负温度系数相互抵消，其温漂可实现一定程度的温度独立性.式(1)是带隙基准电路的计算公式[4].

VBGR=K1VPTAT+K2VCTAT.

(1)

式中：K1和K2决定其输出电压的温度系数.

CTAT电压为双极型晶体管的基极-发射极电压VBE，而PTAT电压则是从两个工作在不相等电流密度的CTAT电压差中得到.CTAT电压和PTAT电压的加权和得到零温度系数(temperature coefficient,TC).

2 电路结构与原理分析

2.1 基于4T电流镜的带隙基准

图2所示为基于常规4T电流镜的带隙基准电路，PTAT电压是在电阻R2上的压降，计算公式由式(2)给出[8].

(2)

式中：VT是热电压；N是三极管(BJT)Q1和Q2的数量比.三极管的CTAT电压表示式为

VCTAT=VBE.

(3)

综上，输出参考电压VBGR可以表示为[8]

(4)

常规4T带隙基准源的增益较小，温度系数较差，由于沟道调制效应使得X和Y处的电压VX、VY在数量级上不相等，这会影响最后产生的PTAT电压[5].

2.2 交叉耦合增益级带隙基准

图3为一个自偏置交叉耦合增益级带隙基准电压源.电路利用MN1、MN2的源漏电压给MP4、MP5提供偏置电压，实现了用一个互补的交叉耦合增益级结构来为共源共栅级提供偏置电压，该结构提高了电路增益[8].此外，由于有了共源共栅级，PTAT电流可以准确复制.

带隙基准电压源电路外接启动电路可能会造成大的面积和功耗，本文中的交叉耦合增益级带隙基准电压源电路利用一个小的漏电流实现一个内嵌启动电路，使得电源上电时驱动带隙基准电路摆脱简并点，正常工作后又及时关闭.该电路正常工作后，由增益级晶体管MN1、MN2和MP5形成的负反馈主导整个带隙基准源[8].综上，在交叉耦合结构中，实现了无外加启动电路.

2.3 分段曲线校正带隙基准

如图4所示，最终的分段曲线校正带隙基准电压源包含一个交叉耦合增益级带隙基准源和一个曲线校正电流产生器，第一级交叉耦合增益级带隙基准源的输出基准电压有一个温度系数，加入曲线校正电流产生器来使得该温度系数最小化.

图5所示为本文所设计的分段曲线校正电路的电流发生器，其中，电阻R3与MP8的源极相接，在节点A处连接PTAT电流源和MP8的栅极.晶体管MP8的栅源电压为[4]

(5)

式中：VSG_MP8是晶体管MP8的栅源电压，该电压和晶体管MP8的阈值电压VTHP决定晶体管的开关状态和其上流过的电流.INL是分段曲线校正电流，当晶体管MP8的栅源电压低于VTHP时，MP8关闭，此时，电流INL为0.当VSG_MP8接近但仍低于VTHP时，MP8工作在弱反型区，此时，电流INL可以表示为[9]

(6)

式中：It是工艺参数；W/L是MP8管的宽长比；ξ>1为阈值参数；VDS是管子的源漏电压.当MP8工作在弱反型区时，有VDS>3VT，则exp(-VDS/VT)可以忽略，可以得到VSG_MP8∝T2，所以有INT∝exp(T).当VSG_MP8变得高于VTHP时，MP8就进入饱和工作区.INL值为[9]

(7)

式中：μp是空穴迁移率；COX是每单位面积栅电容；λ是沟道长度调制系数.已知有μp∝T-2，在式(7)中，考虑和温度相关的高阶项，忽略低阶项，可以得到电流与温度的关系INT∝T2.综上，分段曲率校正电流可以概括为

(8)

当温度低于30 ℃时，电流INL几乎可以忽略；在30 ℃到70 ℃之间，INL随温度增加呈指数形式变化；温度高于70 ℃时，INL跟温度的平方成正比.分段曲线校正法是将三个电流INL、IPTAT和ICTAT相加之后流经电阻R2.流过MP3的PTAT电流由MP7、MN4和MN3镜像以形成INL，然后流经电阻R2来形成校正电压.该设计中的带隙基准电路输出电压是将R2上的电压和晶体管Q3的VBE相加.

3 仿真结果与分析

输出基准电压对应温度特性曲线如图6所示.两条特性曲线分别是交叉耦合增益级带隙基准以及加上分段曲线校正带隙基准电路后，两级各自的输出基准电压和温度的关系.从图6中得出，输出电压保持在1.1 V的恒定值.交叉耦合增益级电路结构的温度系数为9.8×10-6℃-1，加上分段曲线校正后的温度系数有一定程度改善，为8.8×10-6℃-1.由图6可见，加上分段曲线校正电路后，大约在30 ℃之后温度曲线有一个较大的回升，也即此时的PTAT电流增大.仿真结果与上面的理论分析符合.

图7是所设计分段曲线校正带隙基准的电源抑制比，在小于100 kHz的频率范围内，提出的带隙基准电路的电源抑制比约为-25 dB.

图8是BGR输出电压随电源电压的变化，电源电压工作范围在1.6 V到3.0 V之间.图9是所设计的BGR输出电压在不同工艺下的变化.可以看出输出基准电压随着电源电压和工艺变化是一个恒定值.该分段曲线校正带隙基准源的最大功耗为100 nW.

表1为本设计的电路仿真结果和参考文献中的参数比较.由表1可见，尹勇生等[10]的设计功耗很大；ZHOU等[11]的设计温度范围太小；LIU等[12]的设计虽然功耗稍低于本设计，但其温度补偿效果并不理想，温漂仍然很大.本文电路的功耗和温漂都相对较小，工作温度范围最大.

表1 本文带隙基准与参考文献中基准的性能比较

4 结论

本文实现了一个有分段曲线校正电路的带隙基准电压源.通过在交叉耦合级带隙基准电路基础上增加分段曲线校正电路，减小了温度系数.其在电源电压为1.8 V条件下工作时，功耗仅为100 nW，温度系数为8.8×10-6℃-1.在电源电压为1.6 V到3.0 V之间以及在不同工艺下仿真时，对应输出电压值均在最小温度系数下恒定输出.该带隙基准电路使用0.18 μm CMOS工艺仿真设计，适用于低功耗高精度应用场合.