具有高选择性的滤波天线设计

付胜伟，张 磊，马润波，陈新伟

(山西大学 物理电子工程学院，山西 太原 030006)

0 引 言

如今微波通信技术正飞速发展，无线通信技术已经经历了历史性变革，通信系统的发展方向一直是小型化、集成化、多功能化.在微波射频前端，滤波器是不可或缺的器件，天线是无线信号收发的重要器件，将这两个尺寸较大的射频前端无源器件集成设计在一起使其同时具备辐射和滤波特性就显得尤为重要.

关于滤波器与天线集成设计为一个模块的文献已经越来越多[1-7].一种滤波天线的设计方法是将天线与滤波器直接级联实现滤波天线[1-2]，这种方法虽然简单但是很难实现小型化并且增大了电路损耗；另一种设计方法是从滤波器的综合理论出发，通过将天线作为滤波器的最后一阶谐振器，综合利用滤波器的诸多结构(缺陷地结构、SIR谐振器、交叉耦合等)使得天线同时具有滤波和辐射的特性[3-5].文献[3]中，方形辐射贴片被使用作为滤波器的最后一阶谐振器，利用差分结构最终实现了具有共模抑制特性的滤波天线，但是增益响应带边不存在零点，选择性不高；文献[4]中介绍的天线利用多层结构实现源到谐振器和负载到谐振器的不同耦合路径在通带边缘产生辐射零点，最终实现高选择性的滤波天线，但是由于利用3层介质基片且3阶谐振器实现两个传输零点，而且还应用了半波长谐振器，这样使得天线结构比较复杂；文献[5]是利用一分二的功分器，将两路输出端口通过地面的H型槽与顶层两个矩形贴片进行耦合，进而实现滤波天线的目的，但功分器结构过于复杂，而且增益响应只有高频带边产生了辐射零点，选择性有待进一步提高.还有一种设计方法是通过改变天线辐射结构的辐射特性从而引入滤波特性[6-7].文献[6-7]中通过在贴片上开槽和引入探针等方式改变辐射体的辐射特性，使天线具有滤波的特性，这种方法没有前述两种方法特定的理论，属于陷波天线.

本文设计了一款具有高选择性的滤波天线.首先根据滤波器的经典设计理论，设计了一个基于1/4波长微带线的二阶带通滤波器，为了将天线和滤波器集成在一起，用矩形贴片替代滤波器的最后一阶谐振器，将滤波器的第一阶谐振器和矩形贴片蚀刻在两层介质的正反面，并且两层介质共用同一接地板，在接地板上引入两个缝隙，一个缝隙实现滤波器谐振器和贴片之间的耦合，另外一个缝隙实现馈源和贴片之间的耦合，由于引入交叉耦合路径使得天线增益带边产生了辐射零点，极大地提高了天线的带边选择性.

1 基于J/K变换器的带通滤波器设计

在设计滤波天线之前，首先设计一个中心频率在2.4 GHz，相对带宽6%，带外衰减大于20 dB 的带通滤波器.由于λ/4谐振器和λ/2谐振器相比较，尺寸可以减小一半，而且λ/4谐振器仅在基频的奇数倍频处产生高次谐波，所以采用λ/4谐振器构成滤波器可以有效地减小尺寸和扩展阻带带宽.另外，用1/4波长平行耦合线实现J变换器.用一段短路枝节来实现K变换器.为了进一步减小尺寸，本文采用混合的J/K变换器实现谐振器之间的耦合.根据滤波器的综合设计方法[8]，选择通带波纹LAr=0.043 21 dB的二阶切比雪夫型低通模型，可以得到低通原型的值为g1=0.664 8，g2=0.544 5，g3=1.221 0.

图1所示为本文所提出的J/K变换器的二阶带通滤波器网络，采用K变换器实现馈源与谐振器之间的连接，则1/4波长线谐振器直接作为输入端口的馈线，Zr=50 Ω.并且可以由公式提取短路枝节K变换器的大小和耦合线所表征的J变换器的大小[9]，通过电磁仿真软件HFSS进行模拟仿真，调整平行耦合线的耦合距离S以及调整短路探针的位置，可以仿真得到与计算相等的数据.本文选用FR4介质基板，介电常数εr=4.4,损耗角正切tanδ=0.02，介质板厚度为0.8 mm，其他部分的参数如表1所示.图2所示为滤波器的基本结构模型.滤波器仿真S参数如图3所示，由于使用1/4波长谐振器滤波器有更宽的阻带带宽，通带范围从2.34～2.49 GHz，相对带宽6%，与最初设定标准基本相近.

图1 二阶带通滤波器的J/K变换器等效电路图

图2 滤波器的结构图

图3 滤波器的S参数曲线

表1 滤波器结构的尺寸参数

2 滤波天线的设计

为了将滤波器和天线集成在一起，将上一节所设计的滤波器的末级用一个具有辐射功能的矩形贴片天线代替，设计出具有滤波和辐射功能为一体的滤波天线，并且为了改善滤波天线的选择性，对滤波器的结构进行了改变.改变后的结构如图4所示.图4(a)是天线的侧视图，可以看出滤波天线由2层介质基板和3层金属层堆叠而成，2层介质均采用厚度为0.8 mm的FR4介质基板.图4(b)最顶层的金属层是一个长宽分别为Wp和Lp的矩形辐射贴片，替换了二阶带通滤波器的最后一阶谐振器.图4(c)的中间金属层是开有两个缝隙槽的公共接地板，两个缝隙槽均采用H型结构，较长的缝隙槽实现馈线到矩形贴片的耦合，较短的缝隙槽实现滤波器的谐振器和矩形贴片的耦合，代替了滤波器中平行耦合线间的耦合.值得一提的是与传统的矩形槽相比，H型缝隙槽具有更多的参数调节两者之间的耦合[10]，而且H型耦合槽的场分布更加均匀[11].图4(d)底层的金属层是由两段λ/4波长的谐振器组成的馈线和滤波器的第一阶谐振器，两个λ/4波长的谐振器共用同一个短路探针，短路探针连接到中间的公共接地板，探针的位置在两个H型缝隙槽之间.从源到负载，由于引入了两条耦合路径，使得滤波天线增益的带边产生了辐射零点，极大地提高了天线的频率选择性.设计滤波天线的各部分参数如表2所示.天线的整体尺寸为51.8×25×1.6 mm3.

图4 滤波天线结构图

下面分析增益通带两端辐射零点产生的原理.由交叉耦合理论可知，对于感性耦合，对传输信号相移约-90°；对于容性耦合，对传输信号相移约+90°.对于谐振器在谐振点处相移为零，在频率低端呈现+90°相移，在谐振频率高端呈现-90°相移.因此，当两个耦合路径具有不同相位时，将会导致在传输通带边缘产生传输零点，谐振器的相移特性决定了传输零点在通带的高端或者低端，而交叉耦合的强度决定了距离通带中心的位置.所以本文所设计的滤波天线的交叉耦合示意图如图5(a)所示.图中1代表馈源，2代表1/4波长谐振器，3代表矩形辐射贴片，短路探针具有感性耦合特性，H型缝隙耦合具有容性耦合特性.明显地交叉耦合路径1→3相移为+90°，所以只有在1/4波长谐振器2呈现感性特性时，主传输通道1→2→3，相移为-90°-90°+90°=-90°才可以与交叉耦合通道1→3相移相反，即在通带的高频端产生传输零点.另外由于λ/4波长的线谐振器通过孔连接公共地平面后，由图5(b)显示可知其导致辐射贴片上的电流强度降低，而且辐射贴片上的电流上下两侧方向相反，使得在低频段产生了一个辐射零点.

图5 滤波天线交叉耦合结构示意图和2.2 GHz零点电流分布图

通过调整辐射贴片的Wp和Lp，以及辐射贴片与介质边缘的距离，使滤波天线在2.4 GHz工作频率处具有良好的匹配，调整两个槽的长短以及位置，有效增加天线的带宽.滤波天线的S11和实际增益如图6所示，与滤波器的S21参数曲线对比可见增益通带两边各产生了一个辐射零点，分别在2.2 GHz处的-30 dB和2.7 GHz处的-29 dB，有效地提高了天线的选择性.滤波天线中心频率工作在2.42 GHz，在反射系数<-10 dB的阻抗带宽为4.5%，与滤波器的工作带宽相差不大，很好地实现了滤波器向滤波天线设计的转变，而且极大地提高了频率选择性.

图6 滤波天线和滤波器相关参数对比

表2 滤波天线结构的尺寸参数

3 参数分析

图7 给出了较长的H型缝隙中Ls1的变化对滤波天线性能的影响.从图7 中可以看出Ls1的大小影响着低频辐射零点的位置，当Ls1增大辐射零点向通带靠近，使其具有更好的频率选择性，但结合图7 中S11曲线变换趋势，选取与滤波器回波损耗一样的15 dB，最终选取Ls1=10.5 mm.图8 给出了辐射贴片相对于介质边界的位置对滤波天线性能的影响.从图8 中可以看出贴片位置Yp的大小影响着高频辐射零点的位置，当Yp取较大值时，高频带边零点更靠近通带，使其具有更好的频率选择性，同时结合图8 中S11曲线变换趋势最终取Yp=11.2 mm.通过参数分析可知通带两边辐射零点是可调的.

图7 Ls1对反射系数和增益的影响

图8 Yp对反射系数和增益的影响

4 仿真结果

图9，图10 给出了天线的仿真结果，由图9可以看出滤波天线中心频率工作在2.42 GHz，在反射系数<-10 dB的阻抗带宽为4.5%，在2.2 GHz和2.7 GHz处产生了两个辐射零点，有效地提高了选择性，通带实际增益为0 dB左右，增益不高的原因是由于FR4介质基板的损耗角正切过大，利用HFSS进行仿真测试，当顶层FR4改用其他损耗角正切更小的介质基片时，增益可以增大4～6 dB左右.由图10可知该滤波天线具有低交叉极化的特性且x-z面几乎呈现全向辐射，x-z面交叉极化低于-28 dB，y-z面交叉极化低于-34 dB.

图9 天线反射系数和增益曲线

图10 滤波天线在2.42 GHz辐射方向图

5 结 论

本文提出了一种工作在WiFi频段具有高选择性的滤波天线.通过将二阶带通滤波器的最后一阶谐振器利用矩形辐射贴片代替，并增加源到负载新的耦合路径，使滤波天线增益响应具有准椭圆滤波特性，相比较最初提出的滤波器有更高的频率选择性.仿真结果显示滤波天线中心频率工作在2.42 GHz,在反射系数<-10 dB的阻抗带宽为4.5%，带边两个辐射零点分别位于2.2 GHz和2.7 GHz，而且零点位置是可调的.设计的滤波天线同时具有滤波和辐射的特性，很适合用于现代无线通信射频前端.