小型高带外抑制超宽带滤波器设计

张景辉, 郭 瑜，倪 屹，李岱林，余 涛，汪 洋

(江南大学 物联网工程学院,江苏 无锡 214122)

0 引言

作为超高速无线通信系统中射频前端的重要部件，兼具低损耗、宽阻带与高带外抑制的超宽带滤波器已成为研究的热点。

采用多模谐振器耦合是目前最普遍的超宽带滤波器设计方法，但却有阻带窄的缺陷[1]。为此，通常采用枝节负载[2]，平行耦合微带线[3-4]或宽边耦合微带线/共面波导(CPW)[5]等结构，但会造成尺寸与损耗的增加。具有交叉耦合的λ/4(λ为波长)短截线滤波器具有较好的宽带特性[6]，并可引入额外零点，但多谐振器耦合也会造成损耗的增加。此外，平行耦合阶跃阻抗谐振器[7]与终端交叉状谐振器[8]等最近也被用于超宽带滤波器设计。

为了解决上述问题，本文提出了一种新型的超宽带滤波器设计方法。首先，通过分路耦合结构，在通带两边分别引入了可独立调节的零点，提高了带外抑制性能；利用基片集成波导(SIW)结构，可进一步提高频率选择性，并可减小电磁能量的耗散；然后，利用周期性CPW结构引入宽阻带；此外，中间金属片的引入可实现滤波器的小型化性能；最后制作出具有较低损耗、高带外抑制与小型化的超宽带滤波器。

1 超宽带滤波器特性分析

图1(a)为该滤波器的三维结构示意图，包括顶层金属板，底层金属板与嵌入在介质层中的中间金属片。中间金属片位于顶层容性槽线的正下方，如图1(c)所示。通过两排金属柱将顶层金属板与底层金属板连接起来，实现了较好的能量存储与较低的能量耗散。由图1(b)可知，输入、输出端口设计在顶层金属板上，通过CPW结构实现宽频带的能量转换与耦合。图1(c)为该滤波器A-A′方向的剖面视图，两层RO4350基板通过RO4450F粘结片粘结起来，中间金属片位于上层基板与粘结片之间。图1中，l1，k分别为螺旋结构的长度与宽度，w1与g1分别为螺旋结构金属宽度与间隙，ws为容性槽线的宽度，wp为金属片的宽度，hc与hp分别为上、下两层介质层的厚度。

图1 滤波器结构示意图

1.1 等效模型分析

对滤波器的电磁特性进行了分析与仿真，得到的集总参数等效电路模型如图2(a)所示。该滤波器整体呈对称结构，可作为二端口网络进行分析，输入、输出耦合端口分别为I与O。2个LC并联谐振器分别通过分立的集总电容与电感元件实现能量耦合，其中，L与C分别为谐振器的自电感与自电容，Cm与Lm分别为耦合电容与耦合电感。

图2 等效模型示意图

图2(b) 为电磁分路耦合的拓扑结构，E与M分别为电、磁耦合，谐振器R1与R2可分别通过电、磁耦合实现能量的传输。对于电耦合通路有：

(1)

(2)

(3)

相似地，磁耦合与电磁混合耦合通路有：

(4)

(5)

(6)

(7)

式中：fe，fm分别为谐振器的自谐振频率；ke，km，kx分别为电耦合系数、磁耦合系数与电磁混合耦合系数。

由式(3)～(5)可知，可通过调节Lm与Cm的值对电、磁耦合系数进行单独调节。

电磁分路耦合结构可在滤波器中引入2个零点，通过调节电磁耦合对传输零点进行单独控制。为了实现较好的带外抑制，本文通过在上、下两层金属板间嵌入中间金属片，在不增加滤波器尺寸的同时，增加了电耦合强度，从而使2个零点分别分布在通带的两侧。

进入新时期，江泽民和胡锦涛同志也高度重视党的纪律建设。江泽民同志在十五届中央纪委三次全会上首次提出了“纪律建设”概念，其后多次讲话中也对纪律建设的重要性进行了阐述，并且提出了一系列加强纪律建设的举措。胡锦涛同志在党的十八大报告中继续沿用了“纪律建设”概念，可以说十八大迎来了纪律建设的“春天”。

1.2 电磁分路耦合分析

1.2.1 电耦合路径分析

对等效电路模型进行计算与仿真分析可知，增加电耦合强度可使电耦合控制的零点移动到通带左侧。因此，在两层金属板间嵌入中间金属片，增加了金属板间的平板电容，从而增加了谐振器间总的耦合电容Ceff，其等效电路模型如图2(c)所示。其中，中间金属片与上、下两层金属板间的电容分别为Cft与Cfb，其容值与金属板的正对面积及板间距有关；顶层金属板上的容性槽线的电容为Cs，其容值、槽线的长度与宽度有关。为便于分析，金属板与金属柱视为理想导体，忽略其寄生电导与电抗。因此，可得

(8)

由式(6)可知，中间金属片的引入增大了总的等效电容。通过调节wp与hp或ws，可调节Ceff的大小，从而便于控制通带零点的位置。

1.2.2 磁耦合路径分析

滤波器上通带零点的位置主要受磁耦合强度的影响。为达到所需磁耦合强度，且兼顾滤波器的尺寸，采用螺旋型缺陷地结构(DGS)[9]，该结构由嵌入在接地平面上的螺旋传输线组成。与传统的哑铃状结构相比，该结构具有更好的慢波特性，故而具有较好的小型化潜力。螺旋的大小(宽度和长度)控制着上通带零点的频率，而间隔g1与w1影响响应频率和品质因数。

1.3 周期性缺陷地结构分析

周期性DGS结构具有带阻特性，但这种结构一般设计在接地板上，会造成能量的辐射，且不适用于需要较大接地板的高频电路设备[10]。为此，将周期性的CPW结构设计在顶层金属板上(见图1(b) )，可在高频处引入一个可控的零点，提高阻带性能，有效降低了能量辐射损耗。

2 滤波器仿真分析

图3 中间金属片参数对滤波器零点与小型化系数影响

此外，中间金属片有利于减小滤波器尺寸，对小型化系数进行仿真与计算。小型化系数定义为

(9)

式中：Asiw,f0为传统SIW谐振腔在中心频率f0的面积；Ac为本谐振器的面积。

图3(c)为wp不同时小型化系数随hp变化的曲线。该系数随wp与hp的增加而增加。由此，通过调节wp与hp，可实现52.7%～80.5%的小型化系数。

图4为不同螺旋型缺陷地结构长度l1下，谐振器的S21参数仿真结果。由图可看出，当l1从2.35 mm增加到2.55 mm，Z2从6.20 GHz降为5.76 GHz，而Z1几乎不受影响。

图4 螺旋结构参数对滤波器零点的影响

综上所述，通过合理设计滤波器参数，可灵活地调节2个额外零点的频率。上、下通带零点的位置可进行独立调节，互相不干扰，且对周期性缺陷地结构引入的零点也不影响。

3 滤波器加工测试

基于三层RO4350基板加工制作了一款小型化超宽带滤波器，如图5(a)所示。该滤波器的尺寸为12 mm×11 mm×0.52 mm，上、下两层基板厚度分别为0.10 mm与0.42 mm，基板介电常数为3.66，损耗角正切为0.04。图5(b)为该滤波器的仿真与测试结果对照与群延时。由图可看出，该滤波器工作频率为5.4～10.8 GHz，通带内的插入损耗小于0.7 dB，回波损耗大于14 dB，15 GHz内可将带外噪声抑制在20 dB以下，通带内群延时为0.15～0.70 ns。然而，测试比仿真结果有微小的频移，且回波损耗与插入损耗分别达10 dB与1.5 dB。造成以上误差的原因主要是3层印刷电路板(PCB)制造工艺的误差，厚度较小造成翘曲的增大与高频噪声的影响。尽管如此，该设计仍体现了较好的频率选择性与带外噪声抑制。

图5 滤波器的加工制作与测试

表1为本设计与文献[1-2]、[12-13]中超宽带滤波器间的对照表。表中，λ0为中心频率f0时的自由空间波长，用λ0×λ0表示滤波器电学尺寸。由表可知，该滤波器在保证低损耗与小尺寸的同时，实现了2个额外的传输零点与较宽的阻带带宽。

表1 本设计与其他滤波器对照表

4 结束语

本文分析了新型小型超宽带滤波器设计方法。基于三层印刷电路板(PCB)工艺，在RO4350衬底上实现了小型超宽带滤波器。利用电磁分路耦合结构在滤波器通带两端各引入了一个可独立调节的陡峭传输零点，并通过周期性的CPW结构实现了宽带的高频噪声抑制。本文对滤波器零点与宽阻带设计的关键因素进行了理论分析与仿真实验验证。本设计的有效性表明通过结合变容二极管等元件，有望实现双零点电可调谐的超宽带滤波器。