基于比幅比相测向法的宽带接收机的设计与实现

张学成,居 易

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所,江苏 扬州225101)

0 引 言

无源定位是电子侦察的关键技术,目标的方位信息是信号分选及引导干扰的重要参数。随着电子战技术的不断发展及电磁环境的日益复杂,对测向系统的性能要求越来越高。目前常用的测向方式有比幅测向法和干涉仪测向法[1]。比幅测向以其结构简单、性能稳定、复杂环境适应性强等特点在侦察系统中得到广泛运用,但其测向精度的提升主要依赖于天线阵元数和测向通道的增加,这就使得其体积、重量及成本都大幅增加。干涉仪测向的特点是测向精度高,但单基线干涉仪存在相位模糊问题,需要多个基线组合解模糊[2];对各通道间的幅相一致性要求很高,为获得高的幅相一致性,对器件性能指标要求高,研制生产难度大,相应地也影响了设备的性价比[3]。针对2种测向法的特点,本文介绍一种复合测向体制——比幅比相测向体制,通过汲取比幅测向体制和干涉仪测向体制各自的优点,设计实现了瞬时全方位(0～360°)、宽频带(6～18 GHz)、高精度(＜2°RMS)的宽带接收机,在体积、重量、成本、复杂度等方面都较单一测向体制有很大优势。

1 主要工作原理

1.1 比幅测向工作原理

比幅测向用多个独立的定向天线产生毗邻波束,通过相邻波束接收同一个信号的相对幅度来测量信号到达方位,比幅测向示意图如图1所示[4]。

图1 比幅测向示意图

设各天线增益相同,θs为波束夹角,其3 dB波束宽度均为θr。一般天线方向图满足对称性,为简化定量分析,其方向性函数近似为高斯函数,其中θ为相对波束中心指向的角度。则对应天线的输出信号为:

根据半功率波束宽度的定义可求得系数k:

带入以上信号的表达式,同时取对数,对应在硬件上取得的信号功率对数幅度的原始采样数据,与输出视频电压呈线性关系:

式中:系数B=20lgeln2≈6;P0=10lg A0。

考虑两波束比幅测向,以两波束等信号轴方向为零度方向,θ为偏离零度方向的角度,则左右2个波束的幅度为:

显而易见,比幅测向法天线数目越多,测角精度和分辨力越高,目前高精度的多波束测向设备往往用几十个天线瞬时覆盖全方位。但是,由于每个天线都有独立的接收通道,这样一来,要求测向精度越高,系统就愈加复杂。

1.2 比相测向工作原理

比相测向法也叫干涉仪测向,它具有精度高、结构简单、设备量少的优点,以单基线干涉仪为例,由2个接收天线、2个接收通道和比相接收机组成,图2所示为一维双阵元干涉仪,是一个最简单的干涉仪模型。

当侦察距离远大于天线阵基线长度时,可把来自同一辐射源的入射波看成平行波,可以导出入射信号到达2个天线的相位差:

图2 单基线干涉仪原理图

接收机通过鉴相得到相位差,经过换算就可以得到入射角。相位差ϕ以2π为周期,如果超过2π,便出现模糊。由式(9)可知,在±90°视角范围内,相位不模糊的要求是D＜λ/2,实际上为了得到高的测向精度,一般选用的基线都比较长,这样在大视角范围内必然存在相位模糊问题。图3为在±30°范围内不同频率入射信号的相位变化图。

能源优势：打造成为国家重要的能源化工基地，是推进宁夏内陆开放型经济试验区战略定位之一，目前以煤化工为代表的宁东能源化工基地正在崛起，国家“西气东输”5条管线横穿宁夏，在承接中东、中亚油气加工转化方面有一定的优势。

图3 不同频率相位变换图

1.3 比幅比相测向工作原理

如1.1及1.2所述,单独一种体制的测向方法均存在其优缺点,所以结合2种测向体制,提出了比幅比相测向的方法[5]。比幅比相测向原理上是采用单基线干涉仪测向与多波束比幅测向相结合,利用干涉仪测向来保证测向精度,同时通过比幅测向来解算单基线干涉仪测向中存在的相位模糊。在系统设计中,首先用比幅测向测出的粗方位来选定用哪2个天线做单基线干涉仪测向,利用干涉仪测向公式将真实与模糊的方位全部解算出来后与比幅测向的角度进行比较,确定哪个为真方位,解模糊处理将在第三部分做详细说明。

2 系统设计与实现

系统原理框图如图4所示。

图4 原理框图

为保证侦收信号幅相特性的一致性,天线阵由8个恒波束天线组成,任意2个相邻天线波束中心指向夹角为45°,最短基线长47 mm(对应18 GHz)。全向天线覆盖360°范围,主要用于信号频率的测量,为数据处理中相位和幅度的校正及方位解算提供频率信息。

自检信号提供8路等相位射频信号用于对系统中各个通道的幅度及相位一致性进行校准,提高比幅及比相的测向精度[6]。天线引入的幅度及相位误差在微波暗室中通过精细测量进行校正[7]。

电路中限幅滤波用于抗烧毁和带外信号抑制,保证设备微波前端输入大功率信号时,设备不会损坏。放大器选用低噪声放大器,用以补偿线路衰减和获得较低的系统噪声系数。钇铁石榴石(YIG)及带阻滤波用于精准屏蔽一部分射频信号,增强系统的环境适应性。检波对数视频放大器(DLVA)完成信号射频到视频的转换,鉴相器将相邻通道的相位信息转换为幅度信息送处理板进行量化处理。

数据处理模块主要完成幅度采样及相位编码、对幅度采样数据及相位编码数据进行校正,最终解算出信号的方位及其它参数信息。

3 解模糊处理

在结构安装固定的条件下,天线的基线长度随着频率的增加而变短。天线波束中心夹角为45°,相位中心到2边的夹角为±22.5°,由于比幅测向存在误差及相位中心零点存在偏差,故将干涉仪测向的方位扩展到±30°。相位表达式为:

要得到最终的真实相位,必须进行相位解模糊,即求出N值,然后才能得到要求的角度值。角度表达式为:

由图3可知,不同频率下的相位模糊周期数不同。由计算可知,当频率≤11 GHz时,存在2个相位模糊周期;当频率＞11 GHz时,存在4个相位模糊周期,故将解模糊处理分两部分。

(1)存在2个模糊周期,即N=-1,0,代入公式(10)解得2个入射角θ-1、θ0。假定真实入射方位为θ,比幅测向按角度计算公式(8)计算出为θa。比相测向解得的2个方位角θ-1、θ0与比幅测向解得的方位角θa差值的绝对值分别为Δθ-1、Δθ0。在比幅测向精度满足要求的前提下,当Δθ-1＜Δθ0时,测向方位为θ-1;当Δθ-1≥Δθ0时测向方位为θ0。

θa与入射方位为θ差值的绝对值为Δθa。忽略比相测向误差,当θ=θ-1时,应满足Δθ-1＜Δθ0,此时Δθa为:

当θ=θ0时,应满足Δθ-1≥Δθ0,Δθa计算公式为:

(2)存在4个模糊周期,即N=-2,-1,0,1,代入公式(11)解得4个入射角θ-2、θ-1、θ0、θ1,计算出比相测向4个方位角与比幅测向角度θa差值的绝对值分别为,在比幅测向误差满足的基础上判断与比幅测向误差绝对值最小的角度为真实方位。

图5、图6分别为频率为6 GHz和18 GHz时不同入射角下幅度信息与相位信息关系图。

图5 6 GHz幅度相位关系图

图6 18 GHz幅度相位关系图

比幅测向的精度影响解模糊的正确性,其精度的估算可以通过对式(8)求导得到:

按八波束比幅测向估计误差,波束夹角θs=360°/8=45°。相邻波束通常设计在-3 dB附近相交,因此θr=360°/8=45°。相邻天线最大幅度差PL-R约10 d B,即在测向区间的最大幅度差约为10 d B。

误差公式中第1项是由于波束宽度的变化量dθr引起的,根据一般经验,波束宽度的相对变化量为20%,对于45°恒波束天线大约随天线变化9°左右,实际上接收机一般都设计了频率校码功能,如果按倍频程校码,则最大变化3°,在波束顶端误差最大,约为:

第2项是由于天线波束指向变化引起的,导致因素包括天线方向图的不均匀性、天线加工误差以及天线安装误差等。一般这种偏差在波束宽度的10%以内,若以4.5°估计,可以计算:

第3项是由于幅度误差引起的,包括测量量化误差,接收机硬件不一致性等因素。根据目前硬件研制水平以及指标要求,幅度测量相对误差小于2 dB,这样计算可得:

以上各项误差基本是根据各影响因素可能导致的最大误差估计的,超出最大误差的数据可能导致比幅比相编码的错误,所以总的比幅测向误差就按最大估计值计算:

这里误差估计取值比较大,比如频率校码是按倍频程校码估计的,比较粗,实际上频率校码是比较细的。第2项的波束指向误差,按目前天线加工工艺能力以及安装精度,4.5°的偏差显然过大,但总的测向误差小于相位周期的一半,由解模糊方法可知当比幅测向误差小于相位半周期角度时可以实现正确解模糊。不同频率下相位半周期对应入射角度范围如表1所示。

表1 不同频率下的相位半周期对应入射角度范围

4 测试结果及分析

在6～18 GHz频率范围内每200 MHz递增,在360°方位每间隔5°做一次测试。经过大量的测试及数据统计证明:无论在存在2个模糊周期的频率范围内,还是在存在4个模糊周期的频率范围内,都能实现正确的解模糊,对实测数据进行均方根统计后计算出测向误差为1.55°(RMS),满足测向精度＜2°(RMS)的指标要求。本测试主要集中在微波暗室环境下进行,对外部环境的适应性例如舰载、机载及其他安装环境需进一步试验验证。

5 结束语

本文对比幅比相测向体制接收机的原理、系统设计及解模糊处理做了详细的论述,并最终设计实现了瞬时全方位(0～360°)、宽频带(6～18 GHz)、高精度(＜2°rms)的宽带接收机。基于比幅比相测向的宽带接收机具有结构简单合理、体积小、重量轻、成本低等特点,在工作中稳定可靠,其性能指标能够满足多种平台的使用要求,应用前景广阔。