用于Ka波段接收机末级的预失真线性化器

何戎根，陈建荣，方龑

（空间电子信息技术研究院陕西西安 710100）

在卫星通信中，接收机作为转发器的重要组成部分，起到对上行频率下变频，放大滤波等一系列功能，为了保证通信质量，对接收机线性度要求极高，指标为等幅双载波信号输入时，输出三阶互调不超过60 dBc。传统的做法是采用功率回退的方法达到指标[1]，从Pout-1点功率回退20 dB以上，单纯的功率回退降低了放大器的效率且高功耗。利用线性化技术对中功率放大器进行补偿，使其达到与功率回退相同的线性度。

预失真技术具有电路结构简单、工作绝对稳定等优点，常用于卫星通信系统。其本质是在放大器前串联一个函数模块，该模块所产生的非线性对放大器非线性有一定程度的补偿作用。目前大部分预失真线性化器多用于高功率放大器（HPA）[2-5]，HPA在工作点处有较大的增益幅度压缩及相位失真（AM-AM、AM-PM失真），当功率回退较大时，放大器增益压缩及相位失真量很小，很难再以其作为设计标准。

文中在传统的双路合成预失真器[6-8]的基础上，以放大器工作点处的互调失真量对消为设计标准，设计出一种改善放大器功率回退后弱非线性失真的预失真线性化器。改变肖特基二极管电压及线性支路衰减相移，可对线性化器产生的三阶互调量幅度及相位进行调节，能够有效的抑制后级放大器的互调失真。这种线性化器结构简单，调节点多且易于调节，补偿效果好。文章先介绍预失真技术的基本原理，再给出其电路结构和从理论上分析其主要特性，最后利用专用的微波电路仿真工具进一步验证。

1 预失真线性化原理

1.1 基本原理

预失真线性化器以往的设计多采用以放大器增益的幅度与相位失真量即AM-AM、AM-PM失真量为设计参考值，但当放大器从Pout，1dB工作点功率回退10 dB以上时，增益的幅度压缩量与相位超前量极小，很难再以它们为参考进行设计[8-10]。

文中以线性化器所产生互调值与放大器产生互调值在所需工作点对消为标准进行设计，观察工作点附近的互调值改善量值，称为互调值补偿法。在弱非线性的前提下，放大器对线性化器产生的主信号与互调信号的增益可看为恒定不变，因此以三阶互调信号为例：设放大器输出的主信号功率为W1（dBm），三阶互调功率为W2（dBm），增益为C（dB）。线性化器输出的主信号功率为W*1（dBm），三阶互调功率为W*2。

A、B分别为放大器、线性化器的三阶互调值IMD3为保证三阶互调相抵消，要求线性化器三阶互调值经放大后与放大器本身产生三阶幅度相等：

要求线性化器产生的三阶互调值的幅度（dBc）等于放大器产生的三阶互调值的幅度（dBc）。同理可得，线性化器三阶互调与主信号相位差等于放大器三阶互调与主信号相位差加180°。

若线性化器产生三阶互调值可满足以上两个条件，则可达到对消放大器三阶互调的目的。

1.2 放大器及二极管非线性输出

放大器非线性特性，使信号通过它后产生无穷多个谐波信号。放大器的输出与输入电压关系，可以用幂级数来表示[11]

对于放大器而言kn的值随n的增大迅速减小，故Vout只取前三项，当等幅双音信号Vin()t=输入时，其三阶互调量为

以Pout-1=18.5回退13 dB工作的放大器为例，以中心频率18.45 GHz，频率间隔为5 MHz的双音信号进行输入，其输出频谱如图1，其中IMD3=51.8 dBc，IMD5=75.2 dBc。

图1 Pout=5.5放大器互调幅度及相位

肖特基二极管是一种非线性半导体器件，预失真器中为保证非线性产生量，通常采用工作在相同偏置下的反向并联二极管对结构。将此二极管对等效为单端口网络，其导纳可表示为[5]

由上式看出，信号经二极管对后，产生奇次谐波分量输出，偶次谐波分量均被抑制。适当的调节偏压及其周围网络，可使得反向并联二极管所对产生的三阶互调分量，与功放自身非线性产生的三阶互调产物相互抵消，达到线性化的目的[13]。

1.3 预失真器的电路结构及原理分析

双路矢量合成线性化器基本原理框图为图2，由并联肖特基二极管对产生非线性构成非线性支路，另一路则由衰减移相器构成线性支路。将非线性系统的输入、输出电压特性用幂级数展开式来描述:

图2 双路预失真线性化器结构图

当输入测试信号为等幅双音信号时，即：

则线性支路的输出为：

非线性支路的输出为：

非线性支路中有直流分量，基波分量及各阶互调分量。双路预失真器合成输出Vp=VU+VL。

其中Vp的基波分量为：

当线性化器输出信号Vp经过放大器时，Vp中的基波成分因为相对功率电平高，在输出端产生的三次互调成分的功率电平不能被忽略。而输入的三次互调成分相对功率电平低，可以认为非线性主射频功率放大器仅对该信号进行线性放大而忽略它产生的其他频率分量[11]。

由上式可以看出，线性化器与放大器级联后，其信号基波成分与三阶互调成分具有ϕ1-ϕ2的相位差，当线性支路与非线支路所产生的群时延相等时，在输出端两者产生的三次互调成分若幅度相等且相位相差180°就可以相互抵消，从而提高非线性主射频功率放大器的线性度。

2 电路结构与仿真结果

接收机中功率放大与HPA不同，它工作在回退较高功率的工作点[12-14]，由于放大器从Pout，1dB工作点功率回退10dB以上时，增益的幅度压缩量与相位超前量极小，很难再以它们为参考进行设计。因此，本线性化器以线性化器所产生互调值与放大器产生互调值在所需工作点对消为标准进行设计，观察工作点附近的互调值改善量值。双路合成预失真器电路结构如图3。

图3 线性化器结构图

尺寸为15.57mm×6.32mm，电调可变衰减器，选用 UMS的CHT3091a，其工作频带为0～40GHz，衰减范围为3～20dB。电调移相器选用Hittite公司的HMC247，其工作频率为5～18Ghz，可变移相为0～100°。

图4 分支线耦合器场仿真结构

分支线耦合器在HFSS仿真结构如图4所示，仿真结果如图5所示，在设计要求的17.7～19.2 GHz频带内，输入端口1的反射系数大于20 dB，两个输出端口2、3的幅度不平衡度小于0.1 dB，相位差为90o±1.5°，隔离端口4的隔离度大于20 dB，均满足设计要求。

图5 分支线耦合器幅频

由图1可知，所设计线性化器需要在工作点产生三阶互调幅度为51.8 dBc，且主信号与三阶互调信号相位差为-2°±180°=178°/-182°。

两路合成时，二极管是产生非线性的器件，电压Vdc主要影响三阶互调量如图6所示。衰减器影响主信号功率，当衰减器值较小时移相器B可以控制主信号相位，衰减量越大可控范围越小，并联枝节长度L则可控制三阶互调值相位，如图7所示在衰减量A=10 dB时，移相器可控制主信号相位30°，为了保证相位具有可调范围，衰减量不宜过大，小于10 dB为佳，调节时先在高衰减下调出较大三阶互调，减小衰减保证输出功率，改变移相器控制相位。

调试后，Vdc=0.75 V，L=0.75 mm，衰减量A=6.7，B=16.5°时，以中心频率18.45 GHz，频率间隔为5 Mhz的双音信号进行输入，线性化器产生的互调值如图8所示，IMD3=50.961（dBc）相位差=177°。与放大器级联后互调量随输入功率变换如图9、10所示。

图6 IMD3幅度随Vd变化图

图7 主信号相位随相移量B变化

图8 线性化器互调值

在所需工作点单音输出Pout=5.5 dBm工作点处，放大器与线性化器级联输出互调量如图11，与图2-1对比三阶互调值为72.8 dBc补偿21 dB，五阶互调为71.57 dBc，略有恶化，但保持在70 dBc以下。从图9、10可以看出，此线性化器级联放大器后，在工作点及工作点后20 dB范围内各阶互调值均小于60 dBc，达到设计要求。

接收机中功率放大部分，可由此线性化器与放大器芯片级联组成。放大器芯片采用Hittite公司的HMC498，其Pout-1=24 dBm，Gain=23 dB。

线性化器与放大器级联后，对放大器的非线性有明显的改善，以仿真结果图11来看，在放大器输出11 dBm处，IMD3=72.8，由IMD3与OIP3的数学定义式可以得到

图9 三阶互调随输出功率曲线

图10 五阶互调随输出功率曲线

图11 线性化改善结果

OIP3（dBm）=Pout（dBm）+IMD3/2（dBc）

此模块OIP3=42 dBm，通常OIP3=Pout-1+10.8可知模块Pout-1=31.2 dBm

模块电性能如表1所示。

表1 中频放大器电参数

3 结论

文章分析了一种以互调值补偿法设计的的双路线性化器电路结构，仿真结果表明，采用这种线性化器能有效的改善接收机中功率放大器的弱非线性，ADS双音测测试结果表明，线性化后中功率功放在回退13dB工作点处的三阶互调值由51.8dBc改善到72.8dBc补偿21dB，五阶互调值也保持在70dBc以下。采用此线性化器级联Pout-1小的放大器能拥有等同于Pout-1大的放大器回退一样的线性度，节省接收机功耗。