一种高摆率低功耗无片外电容的LDO设计

徐晨辉，叶 凡，任俊彦

(复旦大学 专用集成电路与系统国家重点实验室，上海 201203)

随着半导体工艺进程不断推进和便携式电子产品的发展，电源管理类芯片技术也在不断革新.低压差线性稳压器(Low Dropout Linear Regulator, LDO)被广泛地用于各种集成电路的电源管理，具有输出稳定、电压纹波小、高集成度、价格低廉等特点.

传统的LDO通常采用较大的片外电容，这种方法在增大成本的同时也会影响系统的集成度.为了摆脱片外电容的限制，适应片上系统(System-on-a-Chip, SoC)的需求，无片外电容的LDO的设计成为一种发展趋势.相比于传统的LDO，无片外电容的LDO的稳定性和瞬态响应性能会受到很大影响.低功耗的设计要求在保持低的静态电流的条件下能确保LDO的稳定以及改善LDO的瞬态响应.

1 采用传统运放的无片外电容LDO分析

图1 采用传统运放的LDOFig.1 LDO with conventional amplifier

含片外电容LDO[1-3]，由于有片外的μF级的大电容存储电荷，在负载变化调整管未及时响应时，能够对负载进行充放电，有效地减小负载电流引起的过冲电压和下冲电压幅度.对于无片外电容的LDO，由于没有大电容存储电荷，在负载变化时，调整管的栅端电压需要快速作出响应.由于调整管(Mpass)的尺寸很大，其栅端寄生电容很大，栅极电压调整往往受限于环路带宽和上一级输出端的压摆率，所以无片外电容的LDO比含片外电容LDO负载瞬态响应特性差.

采用传统运放的无片外电容LDO[4]结构如图1所示，运放的尾电流Is占LDO的静态电流Iq的主要部分.LDO效率表示为：

(1)

由LDO效率表达式可见，降低静态电流Iq和输入输出压差，可以提高LDO效率.尾电流Is限制了运放输出端的压摆率，降低静态电流，一定程度会造成负载瞬态响应性能下降.

2 采用电流型跨导运放的LDO

2.1 电流型跨导运放

图2 电流型跨导运放Fig.2 Current-mode transconductance amplifier

为了克服传统运放中尾电流对压摆率的限制，本文采用电流输入型跨导运放[5]，其输出电流不仅取决于静态工作电流，而且与输入压差相关.因此可以在静态工作电流很小的情况下，有足够的电流对调整管栅端进行充放电.电流输入型跨导运放如图2所示，由于输入对管为共栅方式连接，所以输出电流与偏置电流和输入压差相关.

图3(a)为偏置电流为100nA，V-为1V时，输出电流随V+的变化.可以看到即使当偏置电流很低时，输出电流由于压差的存在，也会达到比偏置电流大很多.因此可以克服传统运放中静态电流对压摆率的限制，提高LDO的瞬态响应特性.

图3(b)为V-为1V时，不同偏置电流下，输出电流与V+的关系，偏置电流越大，同样输入压差下输出电流也越大.为了降低功耗，同时保持一定的输出电流，本文设计的跨导运放采用100nA的偏置电流.

图3 输出电流与输入电压和偏置电流的关系Fig.3 Output current increases with increasing input voltage and bias current

2.2 LDO原理与电路实现

本文设计的LDO原理图如图4所示，M1、M2、M3、M4为电流型跨导运放的输入管，M6、M9为静态偏置管，M7、M8为动态偏置管，M13、M14构成推挽输出级，Mpass为调整管，对调整管栅极电容充放电.由于电流输入型运放的输入对管是共栅连接方式，而大多数情况下参考电压没有电流驱动能力，因此参考电压需要通过缓冲器输出给运放提供电流.电压缓冲器如图5所示，为一个单位增益方式连接的二级运放.电压缓冲器输出端连接的是电流型跨导运放的输入管的源端，因此其第二级输出阻抗降低，对应的极点被推到较高频率，此时可以不需要对二级运放进行补偿.

图4 采用电流型跨导运放的LDO晶体管级实现Fig.4 MOSFET-level schematic of the proposed LDO

采用电流输入型跨导运放的LDO工作原理如下：

① 当负载由轻载向重载跳变时，由于调整管栅端未立即响应，Vout下降，MOS管M1、M5、M11、M12、M13电流减小，MOS管M4、M10、M14电流增大，推挽级M14电流比M13大，对调整管栅端进行放电，Vout恢复至原来值；

图5 参考电压缓冲器Fig.5 Reference buffer

② 当负载由重载向轻载跳变时，由于调整管栅端未立即响应，Vout上升，MOS管M4、M10、M14的电流减小，MOS管M1、M5、M11、M12、M13电流增大，推挽级M13电流比M14大，对调整管栅端进行充电，Vout恢复至原来值.

关于调整管的尺寸，由LDO效率表达式(1)所示，减小压差和静态电流可以提高LDO效率.减小压差可以通过增大调整管的宽长比来实现，但是过大的调整管尺寸则会导致栅端寄生电容过大，影响负载瞬态响应性能.因此，为了减小面积，减小寄生电容影响，应适当降低调整管尺寸.为了使环路有足够的增益，需要限制误差放大器输出摆幅，即调整管尺寸不能过小，避免误差放大器输出级进入线性区降低增益.本文采用的调整管为28nm工艺库中的2.5V电压的PMOS管，阈值电压为520mV，尺寸为6000μm×0.27μm.

2.3 瞬态增强电路

瞬态增强电路用来增强电路在负载瞬态跳变时对调整管栅端的冲放电能力，克服因误差放大器固定偏置电压而导致的摆率限制问题，在减小过冲和下冲电压的同时，缩短响应时间，从而改善系统的瞬态响应性能.文献[5]采用动态偏置的方法来增强瞬态性能，根据负载电流的大小，对误差放大器进行偏置，其负载电流与动态偏置的电流比例为1×104∶1，在负载电流为100mA时，动态偏置电流为10μA.其缺点是，在重载的情况下，电路的静态电流增加10μA，而理想的动态偏置方法希望只在负载变化瞬态增大时对调整管栅端充放电的电流，而负载稳定时，静态电流仍然保持较低状态.

图6 瞬态增强电路Fig.6 Transient response enhancing circuit

本文采用的瞬态增强电路如图6所示，当输出电压产生高于LDO稳定值的过冲电压时，C1电容流过一个iC1的电流，该电流大小与负载变化的速度成正比.则有M15的电流增大iC1，Va连接误差放大器的动态偏置管M2的偏置电流增大iC1，所以输入管M1、M2的gm增大，推挽级对调整管栅极的充电电流增大.过冲电压引起的电流iC1的另外一条路径是镜像后经过M16、M17、M21对调整管栅极充电.这条路径未经过LDO环路，直接由输出端电压变化来对调整管栅压调节.值得注意的是这一过程中，C2同样有电流流过，方向与C1电流相同，都是从LDO输出端到瞬态增强电路.这样M18、M19、M20、M22的电流减小，瞬态增强电路对功率管Vg充电.

同理，当输出电压产生低于LDO稳定值的下冲电压时，C2电容流过一个iC2的电流，造成M18的电流增大，通过电流镜镜像，M20的电流增大iC2，Vb连接误差放大器动态偏置管.M3的偏置电流增大iC2，所以输入管M3、M4的gm增大，推挽级对调整管栅极的放电电流增大.下冲电压引起的电流iC2的另外一条路径是镜像后经过M15、M16、M17、M18对调整管栅极放电.这条路径未经过LDO环路，直接由输出端电压变化来对调整管栅压调节.同样地，这一过程中，C1同样有电流流过，方向与C2电流相同，都是从瞬态增强电路到LDO输出端.这样M15、M17、M16、M21的电流减小，瞬态增强电路对功率管Vg放电.

3 电路仿真分析

3.1 环路稳定性分析

该LDO环路主要的极点有两个，主极点位于调整管栅端处，其数学表达式为：

(2)

其中：C1为电流型跨导运放输出电容；Ro1为电流型跨导运放输出阻抗；Cgspass为调整管栅源电容；gmpass为调整管跨导；Cgdpass为调整管栅漏电容；Rout为输出阻抗.另外一个极点位于LDO的输出端，其数学表达式为：

(3)

其中：gm1为电流输入运放的输入跨导；CL为负载电容；Iload为负载电流.由于输出端的阻抗Rout是调整管源漏阻抗与电流型跨导运放输入阻抗的并联，低输出阻抗保证了在负载电流大范围变化时，次极点可以保持在较高的频率.所以采用这种运放的LDO的稳定性可以在不需要采用额外的补偿方式情况下得到保证.

环路的交流特性如图7、图8所示.

① 无负载电容时，可以看到环路在负载电流为100μA时，环路增益为66.4dB，相位裕度(Phase Margin, PM)为72°；环路在负载电流为50mA时，环路增益为48.3dB，相位裕度为85.3°.因此在负载电流100μA到50mA变化时，环路均能保持稳定.

② 负载电容为50pF时，可以看到环路在负载电流为100μA时，环路增益为66.4dB，相位裕度为45°；环路在负载电流为50mA时，环路增益为48.3dB，相位裕度为85.2°.因此在负载电流100μA到50mA变化时，环路均能保持稳定.

图7 环路频率响应(CL=0)Fig.7 Loop frequency response(CL=0)

图8 环路频率响应(CL=50pF)Fig.8 Loop frequency response(CL=50pF)

3.2 性能参数仿真结果

本论文采用28nm CMOS工艺技术设计了一种低功耗的无片外电容快速响应的LDO，版图如图9所示，面积为55μm×42μm，静态电流为5μA，最大负载电流50mA.为了确保稳定性，最小负载电流为100μA，最大负载电容为50pF.

负载调整特性如图10(a)所示，负载电流从100μA变化到50mA，输出电压变化7mV.线性调整特性如图10(b)所示，当参考电压为1V时，输出电压在电源电压大于1.1V时逐渐稳定.

线性瞬态响应特性如图10(c)所示，电源电压从1.1V到1.6V变化时，上升和下降沿均为1μs，输出电压变化小于50mV.

负载瞬态特性如图10(d)所示，在负载电流变化率为49.9mA/μs的情况下，恢复时间为2.5μs，下冲电压为97mV，过冲电压为98mV.

图10 仿真结果Fig.10 Simulation results

4 总 结

本文设计了一种无片外电容的快速瞬态响应的LDO，采用电流型跨导运放作为误差放大器，克服了传统运放静态电流对输出压摆率的限制，在低功耗的同时保持高的压摆率，以达到快速调节调整管栅压的目的.同时，该LDO采用瞬态增强电路进一步增强负载瞬态响应能力，瞬态增强电路采用动态偏置的方法，在负载变化时增大偏置电流，而负载稳定时，使得电路保持较低的静态电流；瞬态增强电路另一方面可以直接对调整管栅压进行调节.本文中的LDO与其他文献的无片外电容LDO的性能比较如表(1)所示，其中FOM值计算方式为：

(4)

表1 LDO性能对比

参考文献：

[1] SABERKARI A, ALARCON E, SHOKOUHI SH B. Fast transient current-steering CMOS LDO regulator based on current feedback amplifier [J].IntegrationtheVLSIJournal, 2013,46(2)： 165-171.

[2] LEUNG K N and Ng Y S. A CMOS low-dropout regulator with a momentarily current-boosting voltage buffer [J].IEEETransactiononCircuitsandSystems, 2010,57(9)： 2312-2319.

[3] HAZUCHA P, KARNIK T, BLOECHEL B A, et al. Area-efficient linear regulator with ultra-fast load regulation [J].IEEEJournalofSolid-StateCircuits, 2005,40(4)： 933-940.

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[5] MAN T Y, MOK P K T, and CHAN M. A high slew-rate push-pull output amplifier for low-quiescent current low-dropout regulators with transient-response improvement [J].IEEETransactiononCircuitsandSystemsⅡ, 2007,54(9)： 755-759.

[6] MING X, LI Q, ZHOU Z K, et al. An ultrafast adaptively biased capacitorless LDO with dynamic charging control [J].IEEETransactiononCircuitsandSystemsⅡ, 2012,59(1)： 40-44.