SPWM高频数字控制型双Buck全桥逆变器

陈裕成, 林德荣, 王 武, 蔡逢煌

(1. 漳州职业技术学院建筑工程系, 福建 漳州 363000; 2. 福州大学电气工程与自动化学院, 福建 福州 350116)

0 引言

新能源发电系统的快速发展， 对逆变器的性能要求越来越高. 追求高可靠性、 高功率密度、 高效率高质量波形输出是逆变器的发展趋势. 1995年一种组合两个单向Buck电路的双Buck半桥逆变器(dual-buck half bridge inverter， DBHBI)被提出. 该拓扑不存在桥臂直通问题且电流通过独立的二极管续流， 解决了开关管体二极管反向恢复问题. 然而该拓扑直流侧需对母线电压进行大电容均分， 输出电压最大值为输入母线电压的一半， 直流电压利用率低； 功率管的电压应力较大， 在高压输入场合应用较为困难； 桥臂输出电压波形是双极性的， 谐波含量大[1-2]. 文献[3-5]针对以上缺点， 采用工频开关桥臂取代DBHBI拓扑中的输入均压大电容， 提出一种三电平双Buck全桥逆变拓扑. 该拓扑可有效提高输入电压利用率， 降低器件电压应力； 全桥拓扑结构使得系统桥臂三电平输出， 降低输出谐波含量.

在数字微控制器未得到发展和普及的早期， 逆变器多采用模拟控制技术， 其系统整机体积庞大、 电路结构复杂、 成本高、 维护升级不方便. 随着大规模数字集成电路技术的发展， 逆变器实现从模拟控制到数字控制的转变. 模拟控制复杂电路搭建实现的系统控制， 数字控制只需一片小小的DSP便可实现所有复杂的算法和逻辑控制. 然而受限于DSP主频不够高， 运算复杂算法周期长等性能限制， 无论是半桥还是全桥拓扑的逆变器仍处在较低的开关控制等级(20～60 kHz)， 导致系统输出滤波器件体积大， 功率密度低. 此外， 低频恒频控制的系统控制周期较长， 系统输出波形质量也不够高， 电气性能无法得到保障.

本研究基于德州仪器(texas instruments， TI)近些年新推出的一款C2000系列32位浮点型高性能DSP TMS320F28377D(简称F28377D)， 搭建一台1 kW的双Buck全桥逆变器样机平台， 结合SPWM控制策略， 展开逆变器高频恒频数字控制的设计， 研究高性能微控制器在逆变器领域的应用并得出以下结果： 高性能微控制器可大大缩减程序运算时间， 从而缩短控制周期， 提高系统开关频率； 系统功率器件高频SPWM控制， 输出波形的分辨率有所提高， 波形更加逼真； 高频开关等级可有效减小输出滤波器件体积和参数大小， 提高系统整机功率密度.

1 双Buck逆变器系统设计

基于文献[3-5]所提出的拓扑， 其稍加整理后得到如图1结构的双Buck全桥逆变拓扑. 全桥的拓扑结构使得系统仅需360 V直流电输入， 便可实现220V/50 Hz、 1 kW交流电输出. 为实现系统数字型高频控制， 设计开关管S1、 S2为高频恒频开关控制， S3、 S4为工频50 Hz开关控制. 系统整机相关参数见表1.

图1 双Buck全桥逆变器Fig.1 Dual-Buck full bridge inverter

名称变量数值DSP主频fCPU/MHz200开关频率fs/kHz100输出频率fo/Hz50输出电压uo/V220输出功率Po/kW1

如表1所示， 设定高频开关管S1、 S2控制频率为100 kHz， 该频率同时也是SPWM控制策略中三角波载波的频率， 对应系统的控制周期Tc等于开关周期Ts.

(1)

开关管高频数字化设计， 必将影响输出滤波器件参数和大小的设计. 参考文献[6]中对输出滤波电感电容的公式进行设计， 将fs的值带入计算， 得出L1=L2≈660 μH，Cf≈1 μF. 显然系统高频开关控制有效减小了滤波器件的参数值和体积大小， 方便实物制作和系统散热设计， 从而可以有效提高系统功率密度.

TMS320F28377D作为TI C2000系列一款高性能数字信号处理器， 其内部集成了： 1) 单精度浮点单元(floating-point uint， FPU)， 专门用于计算机系统进行浮点数运算， 如典型的加减乘除和开方， 还可以计算超越函数如指数函数或者三角函数； 2) 新型三角法数学单元(trigonometric math uint， TMU)加速器， 是F28377D相对于同系列微控制器特有的数学运算单元， 对于变换和转矩环路计算中的三角运算算法具有加速计算能力； 3) Viterbi/复杂数学单元(viterbi, conplex math, and CRC uint II， VCU-II)加速器， 常应用于程序中复杂数学运算， 缩短编码时间. 这三个加速单元使得F28377D可以快速执行控制算法， 缩短程序运行时间， 从而实现逆变系统高频控制.

2 拓扑结构分析

对图1拓扑结构进行分析， 可分解为图2的2个Buck电路：Ud、 开关管S1和S4、 二极管D1与D4、 滤波电感L1、 滤波电容Cf组成图2(a)的Buck电路一；Ud、 开关管S2和S3、 二极管D2和D3、 滤波电感L2、 滤波电容Cf组成图2(b)的Buck电路二. 其中， Buck电路一工作在输出电压正半周， Buck电路二工作在输出电压负半周. 其具体工作模态可用表2表示.

(a) Buck电路1 (b) Buck电路2图2 双Buck全桥逆变器拓扑结构分解Fig.2 Topological decomposition of dual-Buck full bridge inverter

工作区间模态S1S2S3S4D1D2D3D4iL1iL2Buck一Ⅰ10010001↑0工作Ⅱ00011001↓0Buck二Ⅲ011000100↑工作Ⅳ001001100↓

注： “1”表示导通， “0”表示截至

根据表2的系统工作模态， 本研究利用PSIM仿真软件建立双Buck全桥逆变器数字化控制仿真电路模型， 实现对系统理论的仿真验证， 得到图3所示的系统仿真波形图. 其中图3(a)为四个开关管驱动波形图， 图3(b)为四个开关管的电压应力波形图.

(a)开关管驱动信号波形

(b) 开关管电压应力波形

对比表2和图3(a)可知, 50 Hz系统输出， 在输出电压正半周， 开关管S1以100 kHz高频开关， S4导通， S2、 S3截至； 电感L1电流先上升后下降， 电感L2电流为零； 输出电压负半周， 开关管S2以100 kHz高频开关， S3导通， S1、 S4截至； 电感L2电流先反向上升， 而后反向下降， 电感L1电流为零. 分析图3(b)， 全桥的拓扑结构使得系统功率器件最大电压应力为Ud， 相对于DBHBI拓扑， 功率器件的电压应力降为一半， 器件选型更加容易. 由于开关管和二极管都存在结电容， 工频开关管S3、 S4漏源极承受的电压达到最大值之后不会保持恒定[5].

3 数字化控制设计

双Buck逆变器是一个时变、 周期性、 非线性变化的系统， 通过采样系统输出电压电流进行控制的双闭环控制策略最为经典： 电流内环可以提高系统的稳定性， 电压外环可以做到高增益， 双闭环控制使得逆变器可在较高效率和频率下运行， 在保证系统输出电压精度的同时， 动态性能也有所提高[7-8].

图4 双闭环SPWM控制双Buck逆变系统 Fig.4 Dual-loop SPWM control dual-Buck inverter system

图5 双闭环SPWM双Buck逆变器仿真波形Fig.5 Dual-loop SPWM dual-Buck inverter simulation waveform

基于斜坡调制的双闭环SPWM控制策略， 是一种恒频的线性控制， 通过设置三角载波(uc)的频率， 与调制波(ur)进行交截， 能够很方便地控制开关管. 图4为本研究根据拓扑所设计的双闭环SPWM高频数字控制型双Buck全桥逆变系统. 系统首先采样电感电流瞬时值和负载电压瞬时值作为反馈量， 再通过高性能DSP的12-bits ADC模块实现模拟信号到数字信号的转变. DSP对这些反馈信号进行双闭环SPWM算法运算和基本的逻辑控制计算， 实现对开关管S1、 S2高频控制， 以及对开关管S3、 S4工频控制.

TI C2000系列的DSP内自带IQmath数学函数库， 其可加快浮点数学运算速度. 故图4中输入参考电压uref可通过调用IQmath数学函数库得到：

(2)

其中:n表示uref数字离散化后， 当前控制周期所对应数量值， 其每经过一个控制周期加一， 一个正弦周期清零.N为SPWM数字控制策略特有的参数， 大小为SPWM控制的调制波ur频率与三角波uc频率的比值， 其值越大， 逆变输出波形数字化分辨率越高， 输出波形质量越高.

(3)

DSP内PWM模块的时基计数器， 其计数方式有增计数模式、 减计数模式和连续增/减计数模式. SPWM控制策略的三角波载波可通过设定PWM为连续增/减计数模式来形成， 则三角波载波计数器的中间值TB_PRD等于：fCPU/k·fs, 式中k= 2.

确定了系统的控制策略， 采用PSIM仿真软件进行理论验证. 图5为220 V/1 kW满载输出时， 输出电压uo、 电感L1和L2、 输出桥臂uAC和uBD的仿真波形图. 从图中可以看出， 电感L1、L2分别在输出电压的正负半周半正弦变化； 满载输出时， 电感L1和L2上的电流最大值不超过7 A； 双闭环SPWM恒频单极性控制的双Buck全桥逆变器， 输出桥臂电压uAC、uBD为单极性三电平输出.

4 实验结果

结合上述系统理论设计， 搭建图6所示的一台由F28377D控制的双Buck全桥逆变器实验样机. 图7为实验满载输出过程， 输出电压uo、 输出桥臂uAC和uBD的波形图. 对比图5的仿真波形， 实验结果与理论仿真一致， 验证了实物设计的静态可行性、 参数设计的正确性. 实验实际测量样机满载工作时电流总谐波畸变(THD)为0.8%、 输出效率值为97.58%.

图6 双Buck全桥逆变器样机

图8～10为实验中的部分切载实验， 通过观察切载瞬间输出电压和电感电流变换， 验证系统动态响应能力. 分析图8波形， 系统切载过程， 电流波形响应速度快， 未出现严重的波形畸变现象； 满载时输出电压波形在过零点处无明显畸变现象； 轻载或者半载时， 由于采用SPWM控制策略， 过零点处出现些许畸变， 但波形整体趋势不变， 系统稳定可靠.

图11为系统整机效率曲线图， 双闭环SPWM恒频单极性控制使得Buck电路一和Buck电路二分别工作在半周期模式， 电感L1、L2上的电流续流时不经过开关管体二极管， 功率损耗显著降低； 100 kHz高频开关控制， 功率器件参数与体积有所减小， 大大方便系统散热设计， 使得系统负载从轻载到满载变化过程， 保持较高的效率输出.

图8 满载切轻载电压电流波形

图10 半载切满载电压电流波形

5 结语

本研究通过选用TI的一款高性能DSP， 搭建双Buck全桥逆变器实验平台， 设计数字化双闭环SPWM控制策略， 展开逆变器高频数字型控制的研究. DSP内部高效的浮点加速单元加快控制算法的计算， 缩短程序运行时间， 从而实现逆变系统高频控制. 高频开关控制等级有效降低滤波器件体积， 提高输出波形分辨率和整机功率密度； 双闭环SPWM高频数字控制， 虽然在逆变器半载和轻载时出现轻微的过零点畸变问题， 但整体静态输出波形逼真， 动态自我调整能力强.

参考文献：

[1] 嵇保健, 赵剑锋, 洪峰. 一种新颖的三电平双Buck逆变器[J]. 电工技术学报, 2011(增刊1): 148-153.

[2] 马海啸, 陈凯, 龚春英. 双Buck逆变器的建模与优化设计[J]. 电工技术学报, 2012(8): 35-41.

[3] YAO Z. Two-switch dual-buck grid-connected inverter[C]// IEEE International Power Electronics and Motion Control Conference. Wuhan: IEEE, 2009: 2182-2187.

[4] YAO Z L. Two- switch dual- buck grid- connected inverter with hysteresis current control[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(7) : 3310 -3318.

[5] 姚志垒, 肖岚, 魏星. 双降压全桥并网逆变器[J]. 中国电机工程学报, 2011, 31(12): 29-33.

[6] 黄瑞哲. 单级单相电压型准Z源逆变器研究[D]. 福州: 福州大学, 2014.

[7] 邹学伟. 双Buck逆变器拓扑结构与控制策略的改进研究[D]. 重庆： 重庆大学, 2014.

[8] 洪峰, 单任仲, 王慧贞, 等. 三电平双降压式全桥逆变器[J]. 中国电机工程学报, 2008, 28(12): 55-59.