风电变流器改进型断续脉宽调制策略

耿毓廷 ，李姗 ，李武华 ，何湘宁 ，曹丰文

（1.浙江大学电气工程学院，杭州 310027；2.中国船舶重工集团公司第七〇四研究所，上海200031；3.苏州市职业大学电子信息工程学院，苏州215104）

风力发电变流器作为风力发电与微网的接口设备，被广泛用于直流微网和交流微网中，近年来其容量及效率要求不断提升。随着风电场的规模化并网接入，风力发电随机性、间歇性强、惯性较弱、电能质量差等问题开始逐渐暴露[1-2]。因此，如何兼容风电变流器对效率和电能质量的要求，成为目前学术界和工业界的研究热点[3-6]。

中点箝位型NPC三电平拓扑是常用的风电变流器拓扑，与常规两电平拓扑相比，其不仅可以提高变流器输出功率，还可以降低电流输出总谐波失真 THD（total harmonic distortion）。然而，随着风电变流器输出容量的增加，其开关损耗与电能质量之间的矛盾仍较难平衡，因此如何实现开关损耗与电流THD的优化，成为大功率风电变流系统的核心技术之一。一般而言，开关损耗减小可以通过减少单次开关损耗和减小开关次数实现。文献[11]将中点箝位型三电平拓扑的开关管更换为SiC器件，进而有效减小器件的单次开关损耗。然而上述方案将极大提高变流器的成本，限制了其在实际工程中的应用。另一方面，为减少开关次数，中压大功率变流器亦可设计在低开关频率下工作。显然低开关频率给变流器输出电流THD和滤波器设计带来巨大的挑战。

针对上述问题，文献[3-5，7-9，12-17]进行了大量调制方式研究。其中，连续脉冲宽度调制CPWM（continuous pulse width modulation）方式，开关管在半基波周期中以载波频率动作，在电流较大时存在开关损耗大的缺点；断续脉冲宽度调制DPWM（discontinuous pulse width modulation）方式使开关管在每基波周期存在1/3周期被箝位，从而减小1/3的开关动作次数。因此DPWM方式在1.5倍载波频率下能够实现和CPWM相同的开关次数。文献[4，7]对比CPWM和DPWM在不同调制度下的谐波质量；文献[4-5]研究不同DPWM调制方式下的输出共模电压。然而，对不同DPWM调制方式进行开关损耗和电流谐波等性能比较以及通用描述[10，15，17]，如何选择适合宽工作范围的调制方式，如何在开关损耗和THD指标中取舍却鲜有文献提及。

由于风能的随机性，风机变流器工作在较宽调制比范围。在不同的工况下有不同的主导因素，现有的单一调制方式难以在宽工作范围下性能最优。本文首先分析DPWM和CPWM电流THD以及开关损耗性能差异；在此基础上根据风电变流器工作特点，提出一种适用于永磁同步机直驱的风力发电整流系统的新型DPWM调制方法。在调制比较高场合实现开关损耗降低，在调制比较低时降低电流THD。最后，以1台2.5 kW风电变流器平台样机验证了新型调制方法的可行性。

1 DPWM调制方式优化

对于永磁同步机直接驱动的变流器系统，常使用风力发电最大功率追踪MPPT（maximum power point tracking）。文献[2]根据风力机内在功率特性实现MPPT算法，其中风力机输出最大机械功率和转子机械角度呈3次方关系，即

且永磁同步机的输出电压与转子机械角速度呈正比关系。因此，当转速降低时，同步机的输出电压和电流均会降低。

对于直流母线恒定的变流器系统，调制度、交流电流和功率输出会随着风机转速的下降而下降。也即调制度低则开关损耗小、电能质量差，而调制度高则开关损耗大、电能质量好。

本文提出一种改进型DPWM方法，在调制度较大时呈现出介于DPWM1和DPWMA之间的特性，在调制度较小时呈现出SPWM的特性，记为混合断续脉宽调制HDPWM（hybrid discontinuous pulse width modulation）。

1.1 改进型DPWM的推演和算法实现

通常断续脉宽调制每个开关周期仅有两相动作。正弦脉宽调制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）中，通过相应零序分量的注入，使任意时刻都有一相调制波箝位在0、1和-1，该相不发生开关动作，可以较为简单地实现DPWM。DPWM本质是在某一时刻，将a、b、c相中的某相箝位到PON中某个电平，并给另外两相注入相应的零序分量。DPWM算法的实现就是根据调制波等信息，确定被箝位的相和该相箝位的电平。

将特定零序3次谐波注入SPWM正弦调制波中，实现多种DPWM调制的波形，如图1、图2所示，使任意时刻都有一相调制波被箝位，仅两相开关动作。

DPWM1将三相最接近于±1边界的调制波箝位到相应边界，即在正弦调制波相位为π/3～2π/3时箝位到 1，在 4π/3～5π/3 箝位到-1，桥臂分别被箝位到PN电平。文献[7]在DPWM1的基础上，改进得到DPWMA。DPWMA引入了边界0，将三相调制波最接近于0、±1边界的一相箝位到相应边界，并将其他两相注入相同的零序分量，桥臂可被箝位在PON电平。

DPWMA在调制波过0点时，会将调制波箝位到O电平。对于功率因数为1的变流器，此阶段的箝位发生在电流过0时，对开关损耗减小收益很小；在调制比低时甚至会1/3周期在过0点箝位，恶化电能质量。因此，本文提出在三相调制波距离0边界最近时不进行箝位，因此，该调制方式并不在全周期都有一相箝位，相同载波频率下其实际开关频率介于CPWM和DPWM之间，记为HDPWM。

图1 DPWM1在调制比为1时零序分量注入波形Fig.1 Zero-sequence component injection waveform whenthe modulation ratio of DPWM1 equals 1

图2 DPWMA在调制比为1时零序分量注入波形Fig.2 Zero-sequence component injection waveform when the modulation ratio of DPWMA equals 1

DPWMA的零序分量计算公式为

式中：k为三条边界的值；km是被箝位的边界值；x为a，b，c三相，m为被箝位的一相，Vrefx为x相的调制波大小；V0add为三相调制波注入的零序分量，表示为

式（2）表明m相的参考电压Vrefm与边界km的距离是各相离边界最近的，故将m相箝位到边界km。此时，注入零序分量为式（3）。

DPWM1的实现只需将式（4）中k取值换为±1，其他算法不变；HDPWM 适用于满足式（2）、式（4）和式（5）的情况。

HDPWM在调制度为1时，叠加零序分量后的调制波和零序分量分别如图3所示。

记三相调制波在调制度为M时的表达式为

恒成立时，调制波与上下边界的距离恒大于此时其他两相到0的最小距离，则HDPWM无法箝位到上下边界，此时HDPWM退化成SPWM。

图3 HDPWM在调制比为1时零序分量注入波形Fig.3 Zero-sequence component injection waveform when the modulation ratio of HDPWM equals 1

联立式（6）、式（7），得到 HDPWM 退化的充要条件是，即

式（8）最小值大于 0。求解式（8），HDPWM 在调制度小于2/3时退化为SPWM。

1.2 损耗分析

DPWM和CPWM调制方式下的开关损耗随载波频率、电流大小的不同而变化。根据文献[18]，开关损耗与母线电压、相电流、开关次数有关。器件开关损耗可以表示为

式中：vdc为变换器直流母线电压；Vref为器件手册中的开关损耗测试电压；Kv为vdc不同于Vref时的损耗折算系数；ESW（i（k））为器件换流电流为 i（k）时动作一次损耗的能量。由文献[18]，A、B、C为由不同器件决定的系数，则 ESW（i（k））可以表示为

当CPWM调制波近似正弦波时，处于一个基波周期任意时刻的单次开关损耗平均值为

类似地，对于在φ1～φ2中进行箝位的DPWM有

基波开关频率较高时，实际开关损耗平均值与任意时刻单次开关平均值近似相等。忽略ESW（i（k））中的二次项和常数项后，认为开关损耗近似正比于换流电流。

在功率因数为1时，对于在半周期内连续π/3箝位的DPWM，DPWM1在π/3开始箝位，恰在调制波最大值即电流最大值附近保持不动作，拥有最小开关损耗。

DPWMA箝位到PON状态的时间根据调制度变化。因此，该模式相对于CPWM的开关损耗随调制度不同而变化，调制度大时接近于DPWM1，在电流最大时箝位最多，调制比较小时则在电流过零时箝位到O状态时间最多，减小开关损耗能力削弱。

记CPWM的开关损耗为单位1，求得不同DPWM调制方式下在不同调制度M下相对于CPWM的开关损耗，如图4所示。

图4 不同调制方式不同调制度的开关损耗对比Fig.4 Comparison of switching loss at different modulation ratios among different modulations

1.3 谐波分析

选取常用的断续脉宽调制方式DPWM1、DPWMA和SPWM、HDPWM比较谐波特性。类似于文献[7]，定义标准化总谐波含量NWTHD（normalized weighted total harmonic distortion）指标为谐波成分相对基波的比值。

式中，Un1-1为n次线电压。谐波源回路中，对于n次谐波源，回路阻抗为jnωL，因而n次电压谐波产生的电感电流谐波可以用Unl-l/n来表征。

根据式（13），取载波比为21，改变调制度的大小，仿真得到其NWTHD，在不同调制度下对比HDPWM与其他调制方式的谐波性能，如图5所示。

由图可知，HDPWM调制度在0.8以上时，表现出介于DPWM1和DPWMA的THD特性；小于0.8后，开始展现出SPWM的特性，并在调制度小于0.66后退化成SPWM。相比于DPWMA应该箝位到O状态时，HDPWM不进行箝位，因此HDPWM并不在所有时刻都有一相箝位，即HDPWM随着占空比的下降会增大开关频率。

在上述直驱风电变流器使用HDPWM能够在重载时表现出断续脉宽调制方式的优点，减小开关损耗，在轻载时表现出连续脉宽调制方式的优点，保持良好的电流谐波。

图5 不同调制方式下不同调制度的THD特性Fig.5 THD characteristics at different modulation ratios among different modulations

2 实验验证

为了验证本文方案的正确性，搭建了2.5 kW三电平风电变流器实验系统。实验在永磁同步发电机拖动的变流器平台上进行。以异步电机模拟风力机拖动永磁同步发电机转动，发电机和变流器工作状况如表1所示。

表1 实验平台技术指标Tab.1 Technical indicators of experimental platform

根据表1中的技术指标，在额定工况下，对比相同开关频率下HDPWM（载波比21）和SPWM（载波比14）的THD性能；在轻载时，对比HDPWM和DPWMA在相同载波频率下的THD性能，结果如图6所示。

图6 HDPWM和SPWM以及DPWMA的性能对比Fig.6 Comparison of performance among HDPWM,SPWM and DPWMA

实验结果表明，HDPWM调制方式在调制度较大时能够减小开关损耗并且比相同开关频率下SPWM调制方式拥有更好的THD；在调制度较小时HDPWM拥有比相同载波频率更好的THD。因此，在宽调制度范围工作时，HDPWM在开关损耗和THD表现上，比SPWM和DPWMA拥有更好的综合性能。

3 结论

针对微网中广泛应用的风电变流器开关频率低、开关损耗和电流THD的矛盾，本文首先分析对比了CPWM和DPWM的损耗和谐波性能，然后在分析变流器THD和工况关系的基础上，提出一种针对永磁同步电机直驱风力发电变流器改进型混合断续脉宽调制策略，主要结论如下：

（1）新型断续脉宽调制策略HDPWM断续脉宽的占比随调制度增大而增大；在调制度较大时，其特性介于DPWM1和DPWMA之间，在调制度小于0.66时，其退化为SPWM。

（2）HDPWM的特性在实际永磁同步机工况下能够根据调制度的大小，在电流较大时有效减小开关损耗，在轻载时呈现出大于DPWM开关频率的SPWM调制的特性，有效减小THD。

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