电流检测型四段式线性高压恒流LED驱动芯片

徐福彬, 邓红辉, 易茂祥

(合肥工业大学 电子科学与应用物理学院,安徽 合肥 230009)

电流检测型四段式线性高压恒流LED驱动芯片

徐福彬, 邓红辉, 易茂祥

(合肥工业大学 电子科学与应用物理学院,安徽 合肥 230009)

文章基于CSMC 0.8 μm 700 V BCD工艺,采用检测驱动电流的方式,设计了1款非隔离4段式线性高压恒流发光二极管(light emitting diode,LED)驱动芯片,即将4个700 V 双重扩散金属氧化物半导体(double-diffused metal oxide semiconductor,DMOS)功率开关管集成在芯片内部以实现分段点亮控制,在电压上升和下降阶段均能有效地完成对4段高压LED的分段驱动。仿真结果表明,在70～120 Ω范围内调节片外限流电阻阻值可以实现驱动电流在29.5～44.5 mA范围内连续改变,以调节LED光照强度。

高压发光二极管(LED);分段恒流驱动;电流检测;可逆计数器;BCD工艺

发光二极管(light emitting diode,LED)以其功耗低、发光效率高、使用寿命长、无污染等优点,在照明、背光等领域得到了越来越广泛的应用,使LED驱动芯片成为电源管理芯片市场的重要组成部分。目前市场上流行的LED驱动方案可以分为低压大电流和高压小电流2大类,采用大电流驱动的方式会带来散热的问题,不合理的散热设计将严重限制LED电源的寿命。此外,不论是隔离开关电源还是非隔离开关电源,都会由于使用了变压器或大容量电解电容,导致占用空间大、外围电路复杂、成本高以及受电解电容寿命限制的缺点。

非隔离线性高压恒流电源通过在高压LED串中串接有源或无源器件,让LED串直接承受市电高压,并使用类似低压差线性稳压器(low dropout regulator,LDO)技术以实现恒流驱动[1]。这种方案省去了大电容、大体积变压器和高频电感,加上超高压BCD工艺的流行,已经成为LED驱动电源发展的主流。目前市场上有很多分段高压LED驱动的产品,但大多采用电压采样、检测的控制方式,控制电路较为复杂,控制精度不高。

本文基于目前市场上被采用较多的4段式线性恒流驱动结构,采用对驱动电流进行检测的方式,并对时序逻辑控制方式进行优化,设计了1款4段式线性高压恒流LED驱动芯片。整体芯片结构简单,控制方式新颖,外围电路简洁。

1 传统电压检测型分段驱动方式

传统的高压LED驱动芯片是基于对输入电压波形进行检测的,并与一系列预设阈值电压进行比较,实现电流通路之间的切换,传统电压检测型分段驱动控制方式如图1所示。

图1 传统电压检测型分段驱动控制方式

分压电阻将VAC端输入电压VAC按比例缩小,与比较器组中的每个阈值电压进行比较,通过MUX逻辑控制电路,选择开启与电压区间相对应的高压开关管,点亮与之相对应的某几个高压LED灯珠,实现分段驱动。因为LED是单向导通器件,且其电流-电压特性呈非线性,在正向导通时其电流大小对电压的变化十分敏感,电压的微小偏差便会导致电流的大幅度变化,所以采用采样驱动电流的控制方式是较为理想的[2-4]。

2 芯片设计方案及关键电路设计

2.1 芯片设计方案及工作原理描述

基于电流检测的分段驱动电路如图2所示。整体电路系统包括LDO[5]电源、700 V NLDMOS管[6]、电流检测、电压上升/下降检测、时序控制逻辑、过压保护模块。将4段高压LED灯珠串接在VAC和D1至D4之间,将220 V/50 Hz市电经全波整流后的信号接至VAC端,芯片可以直接在高电压下工作。

图2 基于电流检测的分段驱动电路

芯片在一个周期内的工作过程如下:在VAC端电压上升的过程中,初始时,4个开关管的栅端G1、G2、G3、G4保持上个周期结束时的高电平,即4个通路全部开启;随着电压的上升,LED1最先导通亮起,M1通路电流逐渐增大直至饱和;VAC端电压继续上升,LED2导通,流过限流电阻Rs的电流开始增大,当Rs上的压降大于检测电路的阈值时,逻辑控制电路将M1关断,此时仅有M2通路有电流流过,并将逐渐增大直至饱和;对于之后的LED3和LED4以及M3和M4通路将按照同样的方式进行切换,最终M4通路导通直至饱和,4段LED均被点亮,并一直持续到电压下降阶段。

与电压上升阶段类似,当VAC由310 V降至0的过程中,M4通路在开始时处于饱和;随着电压下降,流过Rs的电流也开始减小,当Rs上的压降小于检测电路的阈值时,逻辑控制电路将M3打开,开启M3通路,而此时LED4由于其两端电压降不足而熄灭;之后会以同样的方式逐次开启前级通路,逐一熄灭靠近后面的高压LED,直至4段LED全部熄灭。

2.2 恒流控制和电流检测电路

分段恒流驱动的关键是要实现恒定电流的产生和分段控制。恒流控制和电流检测电路如图3所示。限流电路由芯片内的功率开关管和片外限流电阻构成;电流检测电路由共源级电路、施密特触发器、缓冲器和传输门选通开关构成,电压上升和下降阶段各有1个,用于检测时序切换阈值电流,并产生时序切换控制信号Cp。

M1、M2、M3、M4电流通路共用同一个片外限流电阻Rs实现恒流驱动,本文以M1、M2通路为例说明恒流控制及电流检测电路的工作原理。

图3 恒流控制和电流检测电路

在电压上升初始阶段,G1和G2均为高电平,M1通路最先导通饱和,Rs为源极负反馈电阻,则此时M1通路电流ID1为:

(1)

其中，COX为MOS晶体管单位面积栅氧化物电容；μn为NMOS晶体管沟道电子迁移率；W为NMOS晶体管有效沟道宽度；L为NMOS晶体管有效沟道长度；VTH为NMOS晶体管阈值电压。由(1)式解得:

(2)

(2)式即为恒流驱动电流值,则S点电压VS1=ID1Rs。

当电压继续上升,M2通路开始有电流流过且M2开关管处于线性区时,流过Rs的电流为2条支路电流之和,因此S点电压逐渐增大。当M2开关管也进入饱和区时,2条支路的电流达到相等,即

(3)

(4)

此时S点电压达到最大值VS2=2ID1,2Rs。

因此,只需要将电流检测电路的检测电压阈值设定为VS1与VS2之间的某个值,即可通过时序控制电路关断M1通路。

下降阶段类似,当M2通路电流低于阈值电流时,直接开启M1通路,LED2因两端电压降不足而熄灭。通过这种对驱动电流进行检测的方式,电压下降阶段采用和上升阶段相同的方法,解决了下降阶段无法直接检测电流的难题[7]。

电流检测电路中采用了施密特触发器,也就是1级特殊的反相器,通过器件参数的选取即可设定翻转阈值电平,同时可使逻辑电平的转换过程更为迅速[8]。

由(1)式可以看出,ID1随着Rs的增大而减小,因此,改变限流电阻Rs阻值的大小就可以控制恒流值,从而调节LED的光照强度。

2.3 时序控制电路

LED串的分段驱动需要由时序控制电路来完成,单个周期内的时序逻辑关系见表1所列。

表1 单周期内时序逻辑关系

M4电流通路因为在整个工作过程中一直处于导通状态,所以由Vdd直接驱动。由2.1节可知,电压下降阶段是上升阶段的相反过程,在逻辑控制上也是完全互逆的实现方式,因此,可以采用一个可逆计数器来实现该逻辑控制功能。如图2所示,可逆计数器需要一个加/减使能信号Ctrl,当Ctrl=1时,进行加计数；当Ctrl=0时,进行减计数,该信号由上升/下降检测电路提供。计数器的触发信号Cp由2.2节中的电流检测电路提供,为高电平触发。当VAC处于下降阶段且低于阈值Vrst时,会产生1个高电平的复位信号Reset,将计数器复位,G1、G2、G3、G4均被置为高电平。该复位信号有2个作用:① 芯片上电后,在VAC的第1个下降沿结束前对时序电路进行复位,使芯片进入正常工作过程;② 当VAC出现大的波动时,可能会导致时序错误,为了避免该错误一直延续到后面的每个周期,使芯片无法正常工作,需要在每个周期结束时对时序进行复位,保证芯片正常工作。二进制转温度计码电路将计数器的2位输出转换成温度计码,直接驱动M1、M2、M3开关管,实现电流通路的切换。

2.4 电压上升/下降检测电路

由上述时序逻辑关系可知,其中的可逆计数器需要一个加/减使能信号,实现在电压上升阶段进行加计数,下降阶段进行减计数,因此需要对电压波形进行检测。上升/下降检测电路[7]过程中,将VAC用2个比例电阻分压得到Vin,使Vin的摆幅按比例缩小到3 V,之后利用迟滞比较器采样Vin,并与预设好的2个固定参考电压进行比较,从而实现将Vin电压上升和下降的波形转换成周期性的高低电平,上升时输出高电平,下降时输出低电平,作为时序控制电路的使能信号Ctrl,其电路如图4所示。

(a) 迟滞比较电路 (b) 两级运放

(5)

(6)

其中,VOH=7 V;VOL=0;R6=2R5;Vref设为0.45 V。对于其中的两级运放,因为需要对很低的电平进行处理(2Vref/3仅有0.3 V),所以选用P型金属氧化物半导体(positive channel metal oxide semiconductor,PMOS)管作为输入对管,第2级为PMOS管作负载的共源放大级。

3 仿真结果与分析

基于CSMC 0.8 μm 700 V BCD工艺,利用Spectre软件对整体电路进行瞬态仿真验证。将220 V/50 Hz 的交流电经过桥式整流后直接接到芯片VAC输入端,Vref为7 V。M1、M2、M3、M4通路的电流波形如图5所示,4段通路在一个周期内先依次开启再依次关断,每段都能在开关管处于饱和区期间以恒定的电流驱动相对应的高压LED灯珠串,并且能够精确地进行电流通路之间的切换。在电阻Rs为典型值93 Ω时,恒定电流值为36 mA。4段开关管的时序关系如图6所示,与表1中所列情况完全一致。

图5 D1、D2、D3、D4端电流波形

图6 4段开关管的分段时序关系

片外限流电阻阻值的调节对驱动电流的影响如图7所示。由图7可知,当片外限流电阻的阻值在70～120 Ω范围内调节时,驱动电流可以在44.5～29.5 mA范围内连续改变,表明芯片具有良好的调光能力。

图7 Rs调节对驱动电流的影响

4 结 论

本文基于高压BCD工艺,设计了一款基于对驱动电流进行检测的4段式线性高压恒流LED驱动芯片,采用可逆计数器有效地完成了上升和下降阶段的分段驱动；控制电路结构简单，单个周期内恒定电流稳定,电流通路之间的切换精确；将限流电阻设置在芯片外部,通过对电阻值的控制实现对LED光照强度的调节,可以满足不同场合和应用的需求。

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(责任编辑 胡亚敏)

A four-segment linear high voltage constant current LED driver chip with current sensing

XU Fubin, DENG Honghui， YI Maoxiang

(School of Electronic Science and Applied Physics, Hefei University of Technology, Hefei 230009, China)

Based on the CSMC 0.8 μm 700 V BCD process, a non-isolated four-segment linear high voltage constant current light emitting diode(LED) driver chip was designed by detecting the driving current. Four 700 V double-diffused metal oxide semiconductor(DMOS) power transistors were integrated in the chip to realize the subsection lighting control. It could effectively complete the subsection control of the four-segment high voltage LED during either rise or fall of the voltage. Simulation result shows that the chip’s driving current can be adjusted continuously within 29.5-44.5 mA by changing the value of the current limiting resistor in the range of 70-120 Ω, and then the illumination intensity of the LED can be regulated.

high voltage light emitting diode(LED); segmented constant current driving; current sensing; reversible counter; BCD process

2015-12-29；

2016-01-29

国家自然科学基金资助项目(61371025);中央高校基本科研业务费专项资金资助项目(2014HGCH0010)

徐福彬(1989-),男,安徽寿县人,合肥工业大学硕士生; 易茂祥(1964-),男,安徽广德人,博士,合肥工业大学教授,硕士生导师.

10.3969/j.issn.1003-5060.2017.08.014

TN432；TN312.8

A

1003-5060(2017)08-1077-05